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  • 单相逆变器PI控制

    2014-06-25 11:16:20
    基于MATLAB的单相PWM逆变器仿真 带PI控制 带数学建模
  • 单相逆变器双环控制仿真,LC滤波,外环采用PI调节器控制输出电压,内环采用负载电流前馈。参数已经调好了,输出波形质量很好。
  • 概述 单相光伏并网逆变器的拓扑结构通常为两级电路,前级 boost 升压电路+后级的逆变并网 电路,这两级电路通常需要 4 个控制环,前级:boost 的电流内环(控制 boost 电感电流)+boost 电压外环(控制光伏电池板电压...

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    说明

    本次主要想写一下关于单相光伏并网逆变器的环路控制问题,即如何对系统建立数学模型, 以及选定环路调节器的参数(主要是逆变器电流环),如何减小并网电流的 THD。通常光伏逆变器的控制都是数字控制,所以本贴最后还会讲如何将选定的控制器参数转化为数字控制代码中的参数。

    概述

    单相光伏并网逆变器的拓扑结构通常为两级电路,前级 boost 升压电路+后级的逆变并网 电路,这两级电路通常需要 4 个控制环,前级:boost 的电流内环(控制 boost 电感电流)+boost 电压外环(控制光伏电池板电压);后级:inverter 电流环(控制逆变器电感电流)+bus 电压 环(中间母线电压)。电路结构如下:

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     让我们对电路的各端口的源特性进行分析一下,因为并网逆变器输出端接的是电网,是一 个强电压源,所以逆变器的输出必须是一个电流源特性,因为地球人都知道,两个电压源不可 以并联。如下图:电池板的输出既不是一个电压源也不是一个电流源,而是相当于一个电压源 与一个电阻串联的端口特性,通过控制 boost 的输入电压(即电池板输出电压)可以使电池板 输出不同的功率;中间母线被一堆大电容搞成一个相对来说稳定的电压源,把电路的前后两级 从控制的级别解耦开;inverter 的输出需要被控制成一个电流源;

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    说到控制,直白的说就是让目标控制量尽可能的跟踪给定量,那么控制的稳态误差为 0(目 标量与给定量)的条件是啥:当然大家都知道:控制系统实现对某一频率信号控制的稳态误差 为 0 的条件是——系统开环 bode 图(或者控制器的 bode 图)在此频率点具有无限大增益。

    上一张图给大家说明:将一个闭环系统的输入输出传递函数写出来后,可以得出,某个频 率点对应的增益越大,稳态误差越小。

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    前级 boost 电路的控制,无论内环还是外环,都是控制的直流量,并且控制目标为外环的 电压(即 PV 板的电压)。所以 boost 级的控制参数设计仅以开环 bode 图能够实现高增益(系 统稳定的前提下)为目标即可。因为有朋友问过我为什么前级 boost 要用双环,所以这里插入 一段解释一下:

    实际上前级 boost 用双环有 3 个作用:

    1)电流限幅。当光伏曲线为低电压大电流的时候,可以对电流环给定进行限幅以保证系 统安全工作在一个非最大功率点的位置。

    第一点很好理解,对外环的输出(即内环的给定)限幅,就可以对电流进行限幅,保证其 不会超过额定电流稳定工作。

    2)防止电感电流变化太快而造成器件损坏或者电感饱和。

    3)电压环降阶,电压环由二阶振荡系统变为一阶系统。第 2 条和第 3 条可以一起解释。

    先来看一下单环和双环的仿真结果对比:下图中,在输入功率突然增加的时候,同样是从4A 突变到 16A,双闭环系统的电流振荡明显好很多,因此第 2 条就很好解释。

    那么为什么会出先这个情况,就是第三条。单环系统的传递函数是一个二阶振荡环节,而 双闭环系统则是一个一阶系统。

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    我们从传递函数和 bode 图来看:

    第一图是从占空比到电压的传递函数及 bode 图,即只有一个单电压环时候,其传递函数 有一对共轭极点,所以有一个振荡点。用 PI 调节器去控制,这个振荡怎么都会存在,表现在 波形上就是上图的情况。(bode 图中实线为幅频特性,坐标轴为左边;虚线为相频特性,坐 标轴为右边,下同。)

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    而加入电流内环以后,电流内环调好之后,整个电流内环的闭环会化解为一个比例环节(在 电流环带宽范围内),电压环就会降阶为一个一阶系统,不会存在振荡现象了。

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    inverter 的环路控制

    我们主要讨论后级 inverter 的控制,inverter 的电感电流为被控电流,间接的也是并网电 流的控制量(LC 滤波器情况,LCL 滤波器不在这里讨论),因此 inverter 电流内环的电流波形 质量的控制非常关键。

    对了,我们之所以可以把前后级的控制分开讨论,是因为中间母线大电容在开关小信号级 上是相当于短路的,也就是前后级被母线大电容解耦。

    inverter 电流环控制

    我们先给出 inverter 级的电路模型以及控制框图:

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    根据电路推演,可以得出电流内环以及 Vbus 电压外环的双环控制框图:

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    逆变器可以看做一个稳态工作点在变化的 buck 电路,所以建立小信号模型时候类似于 buck 电路,建模过程呢,简单说一下,首先将电网 Vg 看做一个扰动量,在建模时候不加考虑。先对储能元件(通常是电感和电容)列出微分方程,然后对微分方程中的变量(随着开关闭合 会变化的量)加入小信号扰动,然后化解方程,将不含微分因子项和微分因子乘积的项均去掉, 然后对剩下的部分做拉氏变换,就会得到小信号模型,将两个小信号模型方程(电容一个,电感一个)化解就会得到占空比到电感电流的传函或者占空比到电容电压的传函。那么单相并网 逆变器的占空比到电感电流的传函如下:

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    看起来很简单是不是,呵呵!

    其 bode 图如下:相角为-180 度时候,幅值仍然大于 0 分贝,因此系统不稳定;系统起始 相角为-90,如果使用純积分控制,则起始相角会变成-180,且没有响应的零点来拉回相角, 因此电流环调节器必须是带有一个零点、一个积分(起始幅值斜率为-40db/dec,可以提高低 频部分的增益,减小低频部分稳态误差)的环节,那么 PI 调节器就是这样的控制器。

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    加入 PI 调节器后的开环 bode 图:在 mathcad 中动态调整 Kp、Ki 的值,保证在低频增 益足够高(穿越频率足够大)的情况下,使幅值穿越 0 分贝线时候相角值大于-180 度大约 20db 以上。这样系统即稳定又稳态误差又小。

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    大家平时肯定也有经验,就是对交流信号控制的时候,总是不能完全跟踪,即输出与给定 是由静差的。这一点可以从 bode 图上看出来,在 50Hz 处,可以看到其增益是一个有限值, 根据我们前面所说,对某一频率信号实现无静差控制的条件是其开环增益在此频率点的增益为 无限大,比如一个带积分环节的传递函数,在 0HZ(即直流)处的增益就是无限大的。因此 PI 调节器可以对直流信号实现无静差控制。那么交流信号,通常频率为 50Hz,在此处的开环 增益往往不是无限大,因此通常调节器对交流信号往往是有差控制,这也是输出并网电流 THD 形成的一个原因。

    为了解决在 50Hz 处增益的问题,现在很多人使用比例谐振调节器(PR),这个调节器在 谐振频率处可以使增益达到一个比较高的点。我先放上传递函数和 bode 图:

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    从 PR 调节器的 bode 图中可以可以看出,与 PI 调节器在频率越低出增益越大(直流处理 论增益无穷大)不同,PR 调节器幅频特性在 50Hz(谐振频率)处的增益很大,因为可以特 别改善 50Hz 频率的波形控制。

    当然无图无真相,无实验无说服力,下面 PO 仿真波形 VS 实验波形:

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    当然我们肉眼凡胎,看不出差别,下面上 THD 分析:其中 Ithd1 为对电流波形的 THD 测 量:结果显而易见

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    当然,有的同学说这不行,你得弄点让我们从波形上能看出来的东东证明,那好吧。我们看看在小功率的时候控制情况对比:(白底图为仿真对比,黑图为实验对比)

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    在 PI 调节器的控制下,波形的基波分量已经偏离给定正弦波太多,而 PR 调节器控制下, 电流的基波分量仍然跟随给定信号。

    BUS 电压环设计 

    在确定好内环的调节器参数之后,可以设计母线外环了,母线外环的设计需要注意一点,单相光伏并网逆变器与功率因数校正电路(PFC)有相似的地方,就是流入电网(PFC  电路是流出电网)的电流必须为正弦,因此母线环的设计就不能将带宽设计的太高。先把控制框图PO 上再说:

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    电流环设计好之后可以合并为一个环节。整个框图就会简化为图中下面的框图。首先明确一点,由于并网功率的脉动(50HZ 电压乘以 50Hz 电流,所以交流功率为 100Hz的脉动功率),导致中间母线上出现 100Hz 的纹波(即二次纹波),而这个二次纹波会影响到 并网电流的谐波,导致并网电流中出现严重的 3 次谐波,也是导致并网电流 THD 大的主要原 因。从控制框图可以中看出,bus 电压环的调节器输出再乘以单位正弦信号 sinwt 就是电流环 的参考输入,那么这个 bus 电压环调节器输出中如果含有 2 次纹波,那么电流环的参考输入 信号中就会含有 3 次谐波。这个 3 次谐波是电流环的调节器如何设计都去不掉的,因为它在 给定的参考信号里。

    所以从并网电流的 THD 的角度来考虑,最理想的情况就是 bus 电压环的 PI 调节器输出 为一个平直的信号。而从控制框图中我们可以看到,BUS 的参考信号是给定的定值,没有问 题,但是 BUS 的采样反馈信号是含有 2 次纹波的,它们的差值也是含有 2 次纹波的,所以这 就需要 BUS 的调节器能够滤除差值信号中的 2 次纹波(调节器的实质就是一个滤波器),2 次 纹波通常是 100Hz,所以 BUS 的 PI 调节器的带宽不能高于 100Hz,为了滤除 100Hz,通常 设定在 50Hz 以下。那么这样 BUS 环的调节器带宽很低,增益必然也很低,所以 BUS 的动态 响应必然不会快,稳态误差有可能也会受到影响。

    一般情况下,就只能面对这个现实了,呵呵,在追求输出电流 THD 的是时候就要牺牲母 线环路的带宽和增益,万事没有完美,大家懂的。

    即便输出电流 3 次谐波与母线环带宽增益不可兼得,那也不可任之妄为,对不对!数字控 制嘛,只要中断时间还有,只要 ROM 还能放得下,那就要争取最后一丝希望,没羞没臊的干下去~~~ 

    母线环不甘心那么点点带宽和增益,不然母线稳不住,大局 hold 不住,肿么办?不就是 个 2 次纹波么,单挑它!

    前面说了 PR 调节器可以单独提高 50Hz 的增益,那么现在我们用个陷波器,单独滤除 100Hz 的增益。陷波器是个虾米玩意呢?实际就是个带阻滤波器,他的传递函数以及 bode 图如下:fc 为陷波器的中心频率,fb 为陷波的宽度。

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    把这个环节加在 BUS 环的 PI 调节器之后,和 sinwt 相乘的信号之前。就可以把电流环给 定中的 3 次谐波大大减小。(因为 2 次纹波乘以 sinwt,出来就是 3 次谐波)。

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    本来这个也要有仿真波形和实验波形对比,但是我把实验的波形搞丢了,没找到,现在机 器也不在我手里啦,也不能现取波形了,但是我有仿真波形验证,呵呵!

    首先来不加陷波器时候的电流波形以及其 THD 分析:红色为电感电流波形,蓝色为电流 参考信号波形;可以看出正弦波稍微有点“偏头”,这实际就是由于 3 次谐波稍大,右下角的可 以看到 THD 为 6.2%左右(感觉 THD 挺大是不,呵呵,因为仿真的 THD 分析是一直分析到 500kHz,大约 1 万次谐波,而实验中 THD 一般分析到 50 次左右。)

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    下面的波形是加入陷波器之后的仿真结果:波形“偏头”不明显了,从右下角可以看到 THD 为 4.7%左右

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    当然有的童鞋会说,我没用你所谓的陷波器,电流也没有这么偏头的厉害。我前面说过, 疯狂降低 BUS 环路的增益和带宽,是可以实现对电流环 3 次谐波的抑制的。

    当然所有事情有得必有失,无论 PR 调节器还是陷波器,都对 DSP 的能力(精度和运算 速度)要求比较高。

    电网前馈的问题 

    通常单相光伏并网逆变器的控制中会加入电网前馈控制,用来尽快抵消电网的扰动对电流环的影响。我们先来从控制的角度看一下电网扰动带来的误差影响:下面是电流环的控制框图,

    其中电网 Vg 的影响位置如图所示:其中 Vg 就是框图中的 N(s),误差 En(s)为参考信号与反 馈信号之差。

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    将参数代入后可以得到 220Vac 电网扰动下的误差 bode 图:在 50Hz 处,扰动增益较大。从上面的图中可以看到控制器 Gc 的增益可以影响误差信号,也就是说增大控制器 Gc 在增益 就可以减小误差。

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    顺便从 bode 图上对比一下电流环 PI 控制器和 PR 控制器对扰动误差的影响:

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    为了快速抑制电网扰动对电流环的影响,很好的办法就是将电网电网信号前馈。我们从控 制框图上来解释一下:第一个图所示为电网扰动的实际位置,根据方框图的变换法则,在第 2 个图的位置加入这个信号,就可以与原来的信号相抵消。这就是前馈的做法。在实际操作中就 是:电网*载波幅值/母线电压,将这个结果加在 PI 调节器的输出上面。

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    同样我们进行一下仿真验证,电流环统一用 PI 调节器控制:第 1 图为无电网前馈,第 2图为有电网前馈,效果显而易见。(蓝色为给定的电流参考信号,红色为电感电流信号)

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    控制器的离散化

    在用 DSP 实现数字控制的时候,要把控制的部分写成代码才能实现,所以需要把控制器 或者滤波器写成数字控制器或者数字滤波器,也就是离散化。很多初学宝宝估计把控制书上的 离散化过程看了好多遍还是不知道在实际操作中怎么把一个传递函数变成程序代码。今天就把 自己做数字控制时候的转换方法给大家说一下。

    首先要明确一点,任何调节器、滤波器离散化成为代码的时候都是固定的格式,就是如下, 根据不同的传递函数,其中有些系数有可能是相同的:

    y(n) = k1*y(n-1) + k2*y(n-2) + ... + kN*y(n-N) + kN+1*e(n) + kN+2*e(n-1) + ... + kN+N*e(n-N)

    其中 y(n)为调节器的最新输出,y(n-1)、y(n-2)为前一次、前 2 次的输出。

    其中 e(n)为调节器的最新输入(参考-反馈的误差),e(n-1)、e(n-2)为前一次、前 2 次的 输入。

    具体要取到多少旧值,取决于调节器或者滤波器传递函数 s 的最高次幂。

    然后要在每次计算之后更新旧值,例如:

    y(n-2) = y(n-1);

    y(n-1) = y(n);

    e(n-2) = e(n-1);

    e(n-1) = e(n);

    离散化的方法通常用的有 3 种:

    1、差分变换法

    2、零阶保持器法

    3、双线性变换法

    在这里我不讲这三种方法的原理,因为教科书上面都有。我只以 PI 调节器为例,分别说 明这三种方法怎么用。

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    展开全文
  • 单相逆变器控制

    千次阅读 2020-04-07 17:45:45
    本文分析研究单相LC滤波器逆变器控制方法。 对于单相LC滤波器,主要控制策略有: 1)单电压闭环控制:引入电压闭环会是系统稳定性变差[2],但为实现输出电压的恒定,必须引入电压负反馈。 2)电感电流内环双环控制...

    本文分析研究单相LC滤波器逆变器的控制方法。
    对于单相LC滤波器,主要控制策略有:
    1)单电压闭环控制:引入电压闭环会是系统稳定性变差[2],但为实现输出电压的恒定,必须引入电压负反馈。
    2)电感电流内环双环控制:引入电感电流负反馈可增强系统稳定,限制输出电流的大小,防止逆变器过流。但电感电流不能突变无法快速反应负载电流波动的影响,因而对负载电流扰动抑制能力弱。
    3)电容电流内环双环控制:电容电流内环等效于电感电流负反馈+负载电流前馈[1],可以增强系统稳定性,可以快速响应负载电流波动,且可以起有源阻尼的效果,抑制LC谐振,但不能限制逆变器输出电流大小。
    LC谐振阻尼:如果想要使逆变器电压闭环稳定,必须引入一定阻尼措施,使得幅值曲线峰值抑制在5dB(经验)以下。
    综上所述,由于电容电流内环双环控制相对而言是最有选择,但电容电流频率较大,幅值较小,因而对检测电路要求较高。但总体而言还是优先电容电流内环。(本次DVR项目由于检测电路精度不够,顾不采用电容电流内环,采用电感电流内环提高系统稳定性,同时限制启动电流)
    参考资料:
    【1】逆变器数字多环控制 李俊林
    【2】Analysis and Design of a multiple Feedback Loop Control Strategy for Single-Phase Voltage-Source UPS Inverters

    展开全文
  • 本文通过对脉宽调制(pulse width modulation,PWM)单相不间断逆变电源(UPS)...模糊PI控制提高UPS逆变器的动态特性,重复控制改善UPS逆变器的稳态精度。实验结果表明,该策略能获得具有良好的动态和稳态特性的波形。
  • 在2019年第16期《电工技术学报》上撰文(论文标题为“单相逆变电源电压双闭环矢量控制方法”),针对单相逆变电源提出一种电压双闭环矢量控制方法。该方法将单相电路拓展成三相电路,由逆变电源输出电压延拓出另两相...
    摘要

    东北大学信息科学与工程学院、潞安集团司马煤业有限公司的研究人员宋崇辉、徐涛、王振环、刁乃哲、陈宏志,在2019年第16期《电工技术学报》上撰文(论文标题为“单相逆变电源电压双闭环矢量控制方法”),针对单相逆变电源提出一种电压双闭环矢量控制方法。

    该方法将单相电路拓展成三相电路,由逆变电源输出电压延拓出另两相电压,将其合成电压矢量,电压外环将电压矢量在同步旋转坐标系下进行闭环控制,实现输出电压在稳态下无偏差地跟踪目标值;电压内环通过设计虚拟电路改变系统电感值来实现近似解耦及提高系统的动态响应。

    与传统双闭环相比,提出的电压双闭环矢量控制,只需对输出电压进行反馈控制而无需涉及电流,即可以实现真正近似解耦来提高系统性能,也可以降低硬件系统的复杂性。通过仿真与实验表明,所设计的控制系统具有良好的静态和动态特性,在负载频繁变换的情况下,可实现逆变电源的无偏差输出。

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    输出电压能够快速跟踪目标值是验证单相逆变电源的重要标准,这要求逆变电源具有良好的静态响应和快速的动态响应,当负载频繁变化时表现出较硬的输出外特性,鲁棒性好。针对单相逆变电源控制研究,主要有比例积分(PI)控制、比例谐振(PR)控制、重复控制、无差拍控制和矢量控制。

    对于直流输入信号,PI控制可以做到无静差跟踪,且具有控制结构简单、动态响应较快以及鲁棒性好等特点,在电气工程领域得到广泛应用。但是,对于交流输入信号,由于系统带宽受限,传统的PI控制器无法做到无稳态误差跟踪。PR控制可以对某一特定频率正弦交流信号进行无稳态误差跟踪。但是由于PR需离散化处理,所以对微控制器的运算精度要求高,同时PR动态性能不如PI控制。

    重复控制方案虽然可消除幅值和相位的稳态误差,但控制上有一个输出周期的延迟、动态响应欠佳,并且控制器的设计复杂。无差拍控制有着良好的动态性能,无超调现象,但是其控制特性受系统参数变化的影响较大,鲁棒性较差,不利于对输出电压的控制。

    目前,矢量控制方案是高性能逆变电源的发展方向之一。矢量控制技术利用虚拟轴产生一个与原系统垂直的物理量,这样,可以合成矢量,进而采用传统PI调节器实现对交流信号的无静差跟踪控制。然而,这些矢量控制中,多采用电压电流双闭环方法,使得系统结构复杂,不仅需要检测电压,还需要检测电流,且检测电压、电流的准确度与系统参数对系统解耦至关重要,实际应用中,这些参数往往做不到准确已知,控制效果会很不理想。

    针对以上控制方法的不足之处,本文针对单相逆变电源系统提出一种基于三相延拓等效电路与虚拟电路的矢量控制方法,由逆变电源输出电压延拓出另两相电压,将其合成电压矢量。

    本文提出的电压双闭环矢量控制,只需对输出电压进行反馈控制无需涉及电流,这样不仅能达到好的控制效果,还能降低系统的硬件复杂性。电压外环对矢量在dq坐标系下进行闭环控制,实现输出电压在稳态时无偏差地跟踪目标值;电压内环通过设计虚拟电路改变系统电感值来实现近似解耦及提高系统的动态响应。通过在PLECS中搭建仿真模型,证明本文设计的控制系统能满足系统的输出要求。

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    图18  实验平台

    总结

    本文以单相全桥逆变器作为研究对象,提出了单相逆变电源的电压双闭环矢量控制方法。给出三相延拓的方法,将单相逆变电路放到三相等效电路中分析,可将三相电路的矢量控制方法应用到单相电路中去。电压外环控制是将合成的电压矢量,在dq坐标系下进行闭环控制;电压内环控制是通过在系统前端串联控制器来实现近似解耦并提高了系统的动态响应。

    本文采用的电压双闭环控制方法,与传统电压电流双闭环的方法相比,本文采用的控制方法只需要对输出电压进行反馈控制,并不需要对电路中的电流进行反馈控制,这样硬件系统只需要电压传感器及相应检测电路和简单的过电流保护电路即可,从而降低了硬件系统的复杂性。

    此外,系统仿真和实验结果表明,本文采用的控制方法有效,通过对单相逆变电源的电压双闭环控制,提高了电源的输出准确度以及响应速度。

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    征稿|第四届轨道交通电气与信息技术国际学术会议

    招聘|中国电工技术学会招聘学术期刊编辑

    征稿|中国电工技术学会电机与系统学报(英文季刊)

    摘要

    武汉理工大学自动化学院的研究人员王吉彪、陈启宏等,在2018年第23期《电工技术学报》上撰文指出,网逆变器是分布式发电系统与电网之间的重要接口,其输出电能质量直接关系到电网的可靠运行。

    为抑制逆变器引入电网的谐波,该文针对并网逆变器周期性信号的精确控制问题开展研究,结合常规PI控制器以及内模原理控制器的优点,将奇、偶次谐波内模作为积分环节并取代常规PI控制中的积分器,构造出基于内模原理的双模PI控制器。

    该双模PI控制器既具有常规PI响应速度快、鲁棒性好以及参数设计简单的优点,又可以实现对周期信号的无静差跟踪控制,能够有效抑制电网谐波扰动。同时,双模PI控制器可实现对奇、偶次谐波的独立控制,具有优异的谐波抑制效果。仿真与实验验证了该方法的有效性。

    并网逆变器是分布式发电系统与微电网间的重要接口,随着光伏、风电等新能源发电系统的迅猛发展,并网逆变器在微电网中的应用越来越普遍,同时对其控制精度及谐波抑制提出了更高的要求。

    PI控制器广泛应用于逆变器控制中,但易产生静差,并且谐波抑制效果不佳。逆变器控制信号和扰动信号通常为周期信号,基于内模原理的谐振控制器、重复控制器等,因可以实现对周期信号的无静差控制,受到了广泛的关注。

    文献[5]设计的变流器比例积分谐振控制器,实现了对基波信号的无静差跟踪以及对低次谐波的抑制,但是要有效抑制更多特定阶次的谐波扰动,需增加额外的谐振环节。重复控制对于特定频率的谐波具有相同的控制增益,为了提高鲁棒性,实现对某一频率段的谐波抑制,文献[6]提出了单相并网逆变器基于奇次谐波内模的重复控制。

    文献[7]针对三相并网逆变器的奇次谐波内模控制进行了研究。文献[8]将范围进一步缩小,提出了nk+1次谐波内模控制。针对奇偶次谐波同时存在的情况,文献[9]提出双模重复控制实现对奇、偶次谐波的单独控制,相比于传统重复控制,双模重复控制对于奇、偶次谐波具有独立的控制增益。文献[10]提出采用双模重复控制器和移相滤波器组成的并行结构抑制奇、偶次电流谐波。但是上述重复控制存在一个或半个基波周期的延时,动态性能较差。

    虽然重复控制可以实现对周期信号的无静差跟踪控制,但是存在动态性能差等缺陷。为了解决上述问题,文献[11]研究了重复控制相位超前矫正,文献[12]提出一种分数阶相位补偿解决方案,相比于上述相位超前补偿器,补偿更加精确和灵活。文献[13]提出了针对三相恒压恒频脉宽调制逆变器的分数阶相位补偿。

    为适应电网频率的变化,文献[14-16]对频率自适应重复控制策略进行了研究。文献[17]将比例谐振控制器与重复控制相结合,利用比例谐振控制器实现基波信号的无静差跟踪,重复控制抑制电网谐波扰动。针对重复控制存在一个基波周期的延时问题,文献[18]将重复控制嵌入状态反馈控制系统中,同时实现高动态响应和高稳态波形精度。

    文献[19-21]将重复控制与PI相结合应用于电力电子变换装置控制中,其具有两种控制方式的优点,使控制精度和动态性能得到了显著提高,能够实现很好的动态性能和精度,但是由于控制器之间存在参数耦合,使得复合控制系统设计非常复杂。针对该问题,文献[22]提出基于改进型重复控制算法的并网逆变器设计,但是不能对奇偶次谐波进行单独控制。

    传统的同步旋转坐标系PI控制能够实现对交流的无静差控制并具有很好的动态响应,但是不适用于一些需要四桥臂进行单独控制的场合,且无法对各次谐波进行有效抑制。包含重复控制的复合控制器具有很好的控制效果,且克服了重复控制动态性能差的缺点,但是控制系统设计复杂。

    本文针对现有控制策略的不足,结合PI控制器和重复控制器的优点,提出了三相四桥臂并网逆变器基于内模原理的双模PI控制策略,采用奇、偶次谐波内模代替常规PI控制器的积分环节,设计分别抑制奇次、偶次谐波的双模PI控制器。

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    图1  基于双模PI控制器的三相四桥臂并网逆变器

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    图21  实验平台

    结论

    本文针对常规PI控制器存在的静差及谐波问题,设计了双模PI控制器。仿真和实验证明,本文提出的基于内模原理的双模控制器可以实现对周期信号的无静差跟踪控制,具有响应速度快、鲁棒性好及设计简单等优点。同时,因其具有奇、偶次谐波内模,可实现对奇偶次谐波的独立控制,有效抑制谐波,提高电能质量。

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