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  • GPS接收机射频前端链路预算分析,吴忠祥,刘雨,GPS卫星通信与定位导航在现代生活中占据着越来越重要的位置。人们也对GPS通信的应用场景提出了苛刻的要求,比如在信号质量不理想的
  • 本文的目的是提供有关链路预算工具(LBT)上各种传播损耗机制的快速描述。 LBT经过定制,可以通过工作在2.400 GHz和5.800 GHz之间的射频范围为局域网(LAN)创建点对点链路。 该软件能够根据许多系统参数,根据链路...
  • 在部署无线电通信时,链路预算(Link Budget)就是指从发射机开始通过射频媒介直到接收机之间的所有增益和衰减的总和。链路预算计算的目的是确保最终的接收信号强度处于接收机的接收灵敏阈值之上。链路预算计算包括...

    链路预算

    在部署无线电通信时,链路预算(Link Budget)就是指从发射机开始通过射频媒介直到接收机之间的所有增益和衰减的总和。链路预算计算的目的是确保最终的接收信号强度处于接收机的接收灵敏阈值之上。链路预算计算包括原始传输增益、天线的无源增益和RF放大器的有源增益。所有增益的部分包括射频放大器和天线增益。所有衰减的部分包括衰减器、FSPL和插入损耗(insertionloss),在射频系统中安装的任何硬件都会导致一定程度的信号衰减,称为插入损耗。馈线一般每100英尺计算一次损耗,而连接器通常会增加0.5dB的插入损耗。我们都知道射频信号在自由空间中传输时会产生衰减。图3-6描述了在点到点无线桥接链路中,由FSPL和各种RF组件产生的衰减。

    如上,天线相距10Km,原始发射功率为+10dBm,并注意每个射频组件(如馈线和避雷器)产生的插入损耗,信号强度被天线放大后并在自由空间中传输时衰减,在桥接链路接收端接收到的最终信号强度为-65.5dBm。

    假设接收机的接收灵敏阈值为-80dBm,即低于-80dBm的信号将无法识别。在最终的接收信号强度-65dBm与接收灵敏阈值-80dBm之间有15dB的缓冲。这15dB的缓冲是由链路预算计算确定的,我们称其为衰落容限(Fade Margin),你可能想知道为什么这些数字都是负值,而之前遇到的大部分dBm值都是正值,图3-8列出了在办公环境下增益和衰减的变化,主要计算IR和EIRP,从图中看出正是自由空间路径损耗使这些数字变成负值

    衰落容限

    衰落容限(Fade margin)是指超过被要求信号阈值之上的部分。解释衰落容限的一个好方法就是将其想象成一个舒适区域。如果接收机的接收灵敏度是-80dBm,只要收到大于-80dBm的信号,传输就可以成功。但问题是接收信号很容易受到外界影响而产生波动(如干扰或天气状况)。为了适应这种波动,在桥接链路中通常在射频接收灵敏阈值之上预留出10dB到25dB的缓冲,这个缓冲就称为衰落容限。经验值:10dB的衰落容限是绝对的最小值,适用于小于3英里的链路。超过5英里则至少需要15dB的衰落容限。链路越长,衰落容限应该越高。链路超过5英里时,推荐采用25dB的衰落容限。

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  • 射频链路设计笔记

    2021-03-01 20:39:32
    文档主要用来作为射频链路链路预算 目录 射频链路关键指标 非线性 1dB压缩点 带内阻塞 互调 交调 三阶截取点 噪声系数 接收灵敏度 接收机灵敏度方程 动态范围 收发信机结构 超外差接收机 零中频...

    文档主要用来作为射频链路的链路预算

    目录

    射频链路关键指标

    非线性

    1dB压缩点

    带内阻塞

    互调

    交调

    三阶截取点

    噪声系数

    接收灵敏度

    接收机灵敏度方程

    动态范围

    收发信机结构

    超外差接收机

    零中频接收机:

    本振泄露

    直流失调

    偶数阶失真

    参考文献


    射频链路关键指标

    非线性

    理想情况下放大器是一个线性模型,但是实际情况是有非线性的因素存在,一般可以近似等效近似为如下的公式:

    非线性效应主要是又3阶项,偶数阶的非线性会引起直流失调,

    1dB压缩点

    定义Aout相对理想情况下降1dB的时候的输入功率,(一般都是α1*α3<0,也就是增益压缩)1dB压缩点表征信号的增益出现10%的增益下降,1dB压缩点表示的是输入还是输出的1dB压缩点具体没有特别要求,增益压缩对调频信号的影响不大,对幅度里面有信息的调制方式有影响。

    带内阻塞

    如果接收信号带有较大的干扰信号,也就是一个小的期望信号叠加了一个大的干扰信号,由于增益的压缩,会导致接收信号的增益也会由于大的干扰信号而降低,称之为“灵敏度降低(减敏)”,这一现象降低了接收机的输出信噪比。现假设有用信号为A1cosω1t,干扰信号为A2cosω2t,则输入信号为

    从而得到的输出信号为:

    根据上式可知,当大的干扰信号进入系统时会因为三阶分量的系数,导致信号增益的变化,因为大部分情况下α1*α3<0,也就是说干扰信号的功率会使信号的增益变小,足够大的A2可以使增益下降到0,这是称信号被阻塞了,阻塞信号也叫降低电路灵敏度的干扰信号,一些射频信号一般要求能够承受比所需信号大60-70dB的阻塞信号。

    互调

    一个弱信号和一个强干扰的似乎会发生有用信号对干扰信号的调制,称为互调(和阻塞的定义差不多)

    交调

    一个有用信号和两个干扰信号,经过一个非线性系统的时候通常会出现一些不是这些频率整数倍的谐波分量,两个频率之和的功率大于1时,就会出现交调,

    现假设

    然后展开,除去直流分量和ω1±ω2部分的(这几块离有用信号都太远了),主要关注2ω1-ω2 和2ω2-ω1部分。这两个交调信号会出现在ω1和ω2附近

    三阶截取点

    三阶截取点定义为交调项的幅值和一阶幅度的幅值相等,(一阶分量和三阶分量的交点)

    一般求解得到的三阶交调点的功率如下所示:

    一般3阶截取点比1dB压缩点高9.6dB。对于三阶截取点的表示,一般喜欢用IIP3来表征3阶截取点,(OIP3表示对应的输出的电平)

    对于三阶截取点的测量,一般采用赋初值的简便方法,因为对数坐标中,交调结果是斜率为3的直线趋势下降,基波是斜率为1的速率下降,两条曲线的差为2,

    多级级联的时候的

    两级级联的时候

    综上可以得到如下的结果:第一级的增益越高,由第二级造成的非线性就越厉害,

     

    噪声系数

    标准噪声系数F(噪声因子)是设备(单级设备,多级设备,或者是整个接收机)输入端的信噪比与这个设备输出端的信噪比的比值

    F= (Sin / Nin) / (Sout/ Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout)

    NF = 10 * log10 (F)

    多级级联的时候

    主要是第一级的NF最重要,后面每级的噪声系数会随前级总的有用功率的增加而减少(公式里面的NF指的是F噪声因子),

    有损电路的时候的噪声系数

    对于有损电路的级联的噪声系数,由于增益是负数,最后计算得到的结果是输出总的噪声系数为器件损耗与F的乘积,(公式里面的NF表示的是F噪声因子),显示到最终的结果就是噪声系数和损耗的叠加。

    接收灵敏度

    灵敏度定义为接收机可以检测到的符合性能要求的最小信号电平,

     

    对于非扩频系统,得到的信号的灵敏度如下所示:

    由于噪声是一个功率密度的值,对应到具体的特定带宽下的系统,获得的灵敏度如下所示:

    换算到对数域就是如下所示:

    因为热噪声一般是-174dBm/Hz,

    所以结果是

    对于扩频系统的接收灵敏度如下所示:

    主要的区别在于对于SNRout的计算过程,

    Sin = 可获得的输入信号功率(W)

    Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中:

        K = 波尔兹曼常数 = 1.381 × 10-23 W/Hz/K,

        T = 290K,室温    

    BRF = 射频载波带宽(Hz) = 扩频系统的码片速率

    Sout = 可获得的输出信号功率(W)

    Nout = 可获得的输出噪声功率(W)

    G = 设备增益(数值)

    F = 设备噪声系数(数值)

    得到输出噪声如下所示

    Nout = (F × Nin × Sout) / Sin其中Sout = G × Sin

     

    调制信号的平均功率定义为S = Eb / T,,其中Eb为比特持续时间内的能量,单位为W-s,T是以秒为单位的比特持续时间。

    1 / T = 用户数据比特率,Rbit单位Hz,得出Sin = Eb × Rbit

    Sout / Nout = (Sin × G) / (Nin × G × F) =Sin / (Nin × F) =(Eb × Rbit) / (KTBRF × F) =(Eb/ KTF) ×(Rbit / BRF)

    在射频频带内,BRF等于扩频系统的码片速率W,处理增益(PG = W/Rbit)可以定义为:

    PG = BRF / Rbit

    所以, Rbit / BRF = 1/PG,由此得输出信噪比:

    Sout / Nout = Eb/No × 1 / PG。

    注意:对于没有扩频的系统(W = Rbit),Eb/No在数值上等于SNR。

    接收机灵敏度方程

    对于给定的输入信号电平,为了确定SNR,用噪声系数方程表示Sin:

    F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout)或F = (Sin / Nin) × (Nout / Sout)  Sin = F × Nin ×(Sout / Nout)

    Sin又可以表示为:

    Sin = F × KTBRF × Eb/No × 1/PG

    用一种更加常用的对数形式表示,对每一项取以10为底的对数再乘10得到单位dB或dBm。于是噪声系数NF (dB) = 10 × log (F),由此得出下面的接收机灵敏度方程:

    Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB)

     

    动态范围

    接收机可以接收到的额最大输入电平和可以检测到的最小输入电平之比,接收机的动态范围有两种,一种是简单的动态范围,指最大可接受的目标信号功率和最小可接受的目标信号功率的比,

     

    第二种是SFDR,无杂散动态范围,上端表示的是双音测试的最大电平,下端是灵敏度,双音的交调积不能够超过总的噪声,SFDR表示的是接收机由小信号产生合格的信号的时候能够容忍的最大的相对干扰电平,

    想要求解SFDR的上端,可以通过下述公式求解

    通过求解可以得到如下的公式,

    通过变换公式获得如下的结果:

    最后获得SFDR的上端为:   PIM,in为输入的交调积,也即是接收机的底噪,

    SFDR就是

    输入最大的信号功率和灵敏度之间的差值,

     

    码间干扰

    周期方波信号通过低通滤波器信号的高频分量会衰减,信号在时间和带宽上不能同时受限,当有限时间的脉冲信号通过有限带宽的系统时,输出必然在时域上是无限扩展的。

     

    收发信机结构

    通道选择滤波器,为了避免频谱向相邻信道泄露,发射机需要采用窄带的调制和放大技术,接收机必须能够充分地抑制带内和带外强干扰的情况下处理期望信道的信号。

    大多数的接收机都包含有一个频带选择滤波器,选择所需要的频段和拒绝带外干扰,射频前端的滤波器需要折中考虑选择性和带内插损,因为提高滤波器的阶数才能让带通滤波器的频率响应边沿变得陡峭,然而射频前端的损耗将直接影响整个接收机的噪声系数。

     

    超外差接收机

    超外差接收机主要是通过将射频信号通过一个混频器转换到频率更低的中频频段来实现的,混频器可以看成简单的乘法器,由于时域的乘法相当于频域的卷积,射频信号ωin通过一个本振频率为ωLo的本振信号进行混频之后期望信号被转移到了±( ωin ± ωLo )  ,但是由于±( ωin + ωLo )由于会被低通滤波器给滤掉,所以一般都不会考虑,从而留下的是ωin - ωLo分量的信号,这样的操作称为下变频,由于噪声很高,下变频一般会位于一个低噪放的后面,具体如下所示

     

    外差接收机对频带的覆盖主要有以下几种可能,1、LO频率是固定的,每个RF信道下变频到不同的中频信道,2、LO频率是可变的,统一变到统一的一个中频信道,,一般用第二种的多一些。

    混频器镜像问题,因为 Acos (ωIF t)=Acos(ωin - ωLo)t =Acos(ωLo - ωin)t

    也就是说无论ωin - ωLo是否是正负,都会产生相同的中频信号,对于特定输入的期望信号ωin,有他的镜像频率为2ωLo - ωin

    高边注入、低边注入,如果是LO频率高于期望信道,叫做高边注入,如果是LO低于期望信号频率,那就叫低边注入。

    为了抑制强干扰信号,一般的做法会采用在混频器前面加一个镜像抑制滤波器从而抑制镜像频率干扰信号。虽然射频前端的频带选择滤波器能够抑制镜像,但是因为这个滤波器往往需要更多地考虑插损的问题,所以不能提供很好的抑制能力。

    为了抑制镜像频率,可以通过选择一个比较大的中频频率来操作,因为期望信号和镜像频率之间的差值正好是2倍的ωIF,需要选一个尽可能大的中频频率,这样镜像频率就可以和期望信号尽量离得远,但是低的中频会更好地抑制频带内的干扰。因此外差接收机受制于镜像抑制和信道选择之间的权衡,该技术在中心频点不断变小的过程中进行了信道选择, 从而放松了对每个滤波器Q值的要求。

    但是因为混频器使用的时候其实是由混频杂散的存在,实际的混频是ωin ±mωLo1 ±nωLo2 ,其中只ωin - ωLo1 - ωLo2是我们感兴趣的,

    零二次中频方案,通过将第二次的变频的本振设为中频频率,使得第二次变频的变成0频。这样可以有效避免混频杂散的问题,但是会出现镜像信号和期望信号重合的问题,如果对于频谱是对称的信号则问题不大,但是实际情况是大部分的调制方式FSK、QPSK、GMSK、QAM等方式,几乎都不咋对称,因此为了解决这一问题,通过两个正交的信号下变频来实现,

    零中频接收机:

    直接一次变频到基带,,零中频接收机有以下几个优点:1、不存在镜像、极大地简化了设计过程,2、信道选择通过低通滤波器来实现,能够在芯片上采用有源器件拓扑结构实现,具有相对灵敏的截止特性,3、混频杂散大大降低,更容易处理。

    本振泄露

    直接变频接收机会从天线发射部分LO功能,主要是通过两个途径耦合过去的,1、LO和混频器的RF端口之间的器件电容,以及跨接在LNA输出和输入之间的器件电容或者电阻构成的通道;2、芯片衬底到输入焊盘之间的通道,尤其是当LO采用较大的片上螺旋电感时耦合更厉害。

    外差接收机当然也存在这个问题,但是由于一般的外差接收机的LO都在频带外面,所以不太要紧,另外振荡器和射频信号路径的对称布局(IQ两路),也可以将LO的泄露降到最小。

    直流失调

    由于LO的本振泄漏,存在有限的LO功率在射频输入端,这样会导致出现LO对LO进行混频的情况,这样计算出来就是cos的平方,最后算出来有一个直流分量,如果直流分量是恒定的话一般不会对信号变差。但是一般将情况下,一个RF链路的增益都在70dB-100dB往上(一般要求末端的信号功率能达到0dBm),如果一个-60dBm的LO泄漏功率给射频端,则会在链路末端产生一个很大的直流失配,最后可能会导致基带电路饱和。

    对于零中频接收机,需要包含几种失调消除措施、一般添加一个高通滤波器,以此来消除零频率附近的信号频谱,但是这会引入码间干扰,如果想要忽略码间干扰,高通滤波器的转角频率f1=(2πRC)^-1 必须低于码率的千分之一,交流耦合的问题就在于对瞬态输入的响应很慢,对于很低的转角频率,就会存在很大的时间常数,因此无法阻止突然改变的失调,主要发生在1、LO频率转换到另一个信道、2、LNA的增益发生变化,因此较少使用交流耦合来用到接收机里面。

    消除失调最常用的方法就是采用DAC来操作,通过跨导放大器将低频电流反馈到链路上的偏置点,从而使直流分量降为0.

    偶数阶失真

    对于ω1和ω2两个强干扰信号进入系统,通过二阶项之后,会在ω1-ω2处有一个低频拍频分量,理想情况下,这个低频拍频会被混频器移到高频处,实际上由于会因为馈通的原因,泄漏进入基带,使下变频之后的信号质量变差,馈通一般存在于不对称的混频器结构中(就是只有一个混频器的),IQ调制的就会因为差分的原因,将馈通的信号消除,(具体原因见射频微电子学第88页内容,)

    偶数阶失真的指标是二阶交调截止点,具体测算方法和三阶交调一样,拍频幅度一般是根据输入的幅度平方成正比,对数坐标的斜率是2,

    另外,对于幅度里面有信息的调制方式,偶数阶失真会导致解调AM,这可能通过自己的包络或者大的干扰,让信号变差,

     

    IQ失配

    主要是90度相移电路中的误差和正交混频器之间的失配,任何一种情况都可能导致基带的IQ的幅度失配和相位失配,

    通过比较QPSK信号,输入射频信号为

    本振端的信号为:

    最后得到的基带信号如下: ε为幅度失配 ,θ为相位失配 

    幅度失配会导致星座图被压缩,相位失配,导致星座图被旋转,

    参考文献

    1、射频微电子学 、拉扎维

    2、maxiam 应用笔记1140 扩频系统的接收机灵敏度方程,Daniel Terlep

    展开全文
  • GPS链路预算.pdf

    2020-10-05 14:19:00
    GPS链路预算,分析整个通讯回路中的相关参数:载波、中频、带宽、有源与无源天线、接收机射频模块的性能。
  • ADIsimRF_2.0.rar

    2021-05-16 22:15:17
    ADI开发的射频链路预算软件,帮助设计师快速分析射频链路的噪声系数、P-1之类的指标,加速设计流程
  • 射频光纤系统方案设计和功率预算,邢妍,张民,本文主要提出了一种基于WiMAX宽带无线接入网的射频光纤传输系统中心站和基站点对点下行链路的设计方案,对其功率预算问题进行了理�
  • 演示一个简单的系统链路预算 系统包括:射频输入端口、第一级滤波器、LNA、混频器、第二级滤波器、中频放大器、中频信号输出。利用ADS进行系统的链路预算可以快速得到设计系统的链路参数。 一、基础知识 二、链路...

    演示一个简单的系统链路预算

    系统包括:射频输入端口、第一级滤波器、LNA、混频器、第二级滤波器、中频放大器、中频信号输出。利用ADS进行系统的链路预算可以快速得到设计系统的链路参数。

    一、基础知识

    一、噪声

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    二、灵敏度

    在这里插入图片描述

    三、线性度

    (一)1dB增益压缩点(P1dB)

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    (二)三阶交截点(IP3)

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    四、动态范围

    在这里插入图片描述

    二、链路预算仿真

    一、输入端

    设置好射频输入功率和频率,还有温度。
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    二、第一级滤波器

    选择一个带通滤波器里的巴特沃斯带通滤波器。
    中心频率:RFfreq
    滤波器通带带宽:20MHz
    通带边沿定义为衰减(Apass):3dB
    阻带带宽(BWstop):100MHz
    阻带的起始边沿为衰减::20dB
    阶数:N=5
    插入损耗(IL):2dB
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    三、第一放大器

    第一级放大器一般采用低噪声放大器,该噪声对整个系统的噪声影响很大。
    第一级放大器用于将接受的微弱信号进行放大,便于与后面进行混频。
    增益:15dB
    设置表征非线性的参数基于输入端
    TOI级IIP3:5dBm
    GainCompPower:-10dBm,基于输入端
    在这里插入图片描述

    四、本振及混频

    本振频率:1800MHz
    输出信号:下变频(中频信号)
    转化增益:7dB
    噪声系数:8dB
    设置表征非线性的参数基于输入端,IIP3=0dbm

    在这里插入图片描述

    五、第二级滤波器

    第二级滤波器是为了滤除混频后因为交调产生的无用信号,起到信道选择的作用。
    中心频率:RFfreq-LOfreq
    滤波器通带带宽:20MHz
    通带边沿定义为衰减(Apass):3dB
    阻带带宽(BWstop):100MHz
    阻带的起始边沿为衰减::20dB
    阶数:N=5
    插入损耗(IL):4dB

    六、第二级放大器

    第二级放大器是为了讲混频输出的中频信号进一步放大,以满足后续的解调芯片对输出信号的要求。噪声系数没多大要求,可用NF公式来分析得后级的噪声系数对整体噪声系数影响不大。且中频的增益可以做到很大。

    增益:30dB
    设置表征非线性的参数基于输入端
    TOI级IIP3:6dBm
    GainCompPower:-10dBm,基于输入端

    七、Budget控制器设置

    (一)控制器介绍

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    (二)参数设置

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    八、仿真计算

    在这里插入图片描述

    三、验证仿真结果

    一、Cmp_NF_dB 表示每个元器件的噪声系数

    得:
    插损IL=NF
    BPF1 : 2dB
    AMP1 : 2dB
    MIX1 : 8dB
    BPF2 : 4dB
    AMP2 : 2dB

    二、Cmp_S21_dB 表示每个元器件的S21

    正数代表增益,负数代表插损

    三、Cmp_outTOI_dBm 表示每个元器件基于输出端的TOI(OIP3)

    原理图中设置的TOI是基于输入端而言的,即IIP3,则OIP3=IIP3+S21

    例如:AMP1的IIP3是5dBm,S21为15dB,所以OIP3=5dBm+15dB=20dBm

    对于线性元器件,如BPF,其TOI自动设置成一个极大值1000dBm。

    四、NF_Refln_Nolmage_dB 表示从系数输入到元器件输出的噪声系数

    可以计算一下AMP2的输出噪声系数:
    在这里插入图片描述
    (有一处错误。最后一项应该是(F5-1)/(G1G2G3G4))

    五、OutNPwrTotal_dBm表示从系统输入到元器件输出的带宽内的噪声功率总和

    由公式:
    在这里插入图片描述
    可以计算一下AMP1的输出噪声功率:
    N0

    六、OutPwr_dBm表示系统输入到元器件输出的信号功率

    原理图输入端口信号功率为-30dBm,经过BPF的2dB插损后变为-32dBm,再通过AMP1的15dB增益后变为-17dBm。

    七、OutPGain_dB表示从系统输入到元器件输出总的增益之和

    也就是所有的S21之和。

    八、OutSNR_Total_dB表示从系统输入到元器件输出的信噪比

    是OutPwr_dBm与OutNPwrTotal_dBm之差

    九、OutTO1_dBm表示从系统输入到元器件输出的TOI(三阶交截点)

    这里默认TOI的值基于元器件输出,即OIP3

    例如我们这里求一下MIX1的OIP3。
    在这里插入图片描述
    ADS仿真书上的结果可能有点错误,读者可以自行参考。

    十、OutP1dB_dBm表示基于输出的1dB增益压缩点

    在这里插入图片描述

    十一、OutSFDR_Total_dB表示基于输出的无寄生动态范围。

    四、系统的性能参数仿真结果

    在这里插入图片描述

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  •  链路预算表用于计算Maxim工业、科学与医疗无线频段(ISM-RF)产品(Tx、Rx、TRx)的链路性能,估算特定的射频电路在几种环境下的通信覆盖范围和链路裕量。该Excel?表格还可用于估算100MHz至10GHz载频范围的其它...
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  • 说明 CC2592器件是一款针对低功率和低压...为了增加链路预算,CC2592器件提供一个可增加输出功率的功率放大器,以及一个具有低噪声系数的 LNA,以提升接收器灵敏度。 CC2592器件提供一个极小尺寸,高输出功率RF设...

    说明

    CC2592器件是一款针对低功率和低压2.4GHz无线应用的经济高效且高性能的RF前端。
    CC2592器件是一款针对德州仪器(TI)所有CC25XX 2.4GHz低功率RF收发器,发射器和片上系统产品的范围扩展器。
    为了增加链路预算,CC2592器件提供一个可增加输出功率的功率放大器,以及一个具有低噪声系数的LNA,以提升接收器灵敏度。
    CC2592器件提供一个极小尺寸,高输出功率RF设计,此设计采用4mm x 4mm四方扁平无引线(QFN) - 16封装。
    CC2592器件包含高性能无线应用简单设计所需的PA,LNA,开关,RF匹配和不平衡变压器。

    特性

    FAE:13723714318
    •与德州仪器(TI)2.4GHz低功率RF器件的无缝对接•断电时(LNA_EN = PA_EN = 0),电流100nA
    •+ 22dBm输出功率•低发送流耗
    •CC2520,CC253X和CC85XX上3dB典型经改进 - 对于+ 22dBm,PAE = 34%,电压3V时的电流
    灵敏度为155mA
    •极少的外部组件•低接收流耗

    • 集成开关 - 针对高增益模式的4.0mA电流
    • 集成匹配网络 - 针对低增益模式的1.9mA电流
    • 集成不平衡变压器•4.7dB LNA噪声系数,其中包括传输/接收(T / R)开
    • 集成电感器关和外部天线
    • 集成功率放大器(PA)•符合RoHS环保标准的4mm x 4mm四方扁平无引
    • 集成低噪声放大器(LNA)线(QFN)-16封装
      •通过HGM端子的LNA增益数字控制•2.0V至3.7V工作电压
      •-40°C至+ 125°C运行温度范围

    应用范围

    •所有2.4GHz工业,科学及医疗设备(ISM)频带系•IEEE 802.15.4和ZigBee®计量系统
    统•IEEE 802.15.4和ZigBee网关
    •无线传感器网络•无线消费类电子系统
    •无线工业系统•无线音频系统
    FAE: 137237 14328
    功能方框图

    设备特征

    1.绝对最大额定值
    在任何情况下都不得违反绝对最大额定值。 压力超过一个或多个限制值可能会对设备造成永久性损坏。
    参数条件值单位
    电源电压所有电源端子必须具有相同的电压-0.3至3.8 V.
    任何数字端子上的电压-0.3至VDD + 0.3,最大3.8 V.
    输入RF电平+10 dBm
    2.处理评级
    在任何情况下都不得违反操作等级。 超过一个或多个极限值的应力可以导致设备永久性损坏。
    参数条件值单位储存温度范围-50至150°C人体模型2000 V.ESD充电设备型号1000 V.
    3。推荐的操作条件
    CC2592器件的工作条件如下所示。
    参数条件最小最大单位
    环境温度范围-40 125°C
    工作电源电压2.0 3.7 V.
    工作频率范围2400 2483.5 MHz
    端子布局和描述
    终端功能
    终奌站
    类型说明
    无名

    • GND接地裸露的芯片粘接垫必须连接到坚固的接地
      平面。 有关建议的布局,请参阅CC2592EM参考设计。
      1,4,9,11,12,16 GND接地连接。 只有端子9,11和12应短路
      到顶部PCB层上的芯片连接垫。
      2 RF_N RF RF接口朝向CC25xx器件
      3 RF_P RF RF接口朝向CC25xx器件
      5 PA_EN数字输入数字控制端子。 有关详细信息,请参阅表9-1。
      6 LNA_EN数字输入数字控制端子。 请参阅表9-1或详细信息。
      7 HGM数字输入数字控制终端
      HGM = 1→器件处于高增益模式
      HGM = 0→器件处于低增益模式
      8 BIAS模拟偏置输入。 该节点和地之间的电阻设置偏置
      PA和LNA的电流。
      10 ANT RF天线接口
      13 VDD_LNA电源2.0至3.7V电源
      14 VDD_BIAS电源2.0至3.7V电源
      15 VDD_PA电源2.0至3.7 V电源
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  • ads2008射频电路设计与仿真实例09

    热门讨论 2013-10-05 14:06:03
    13.3 ADS常用链路预算工具介绍 13.3.1 BUDGET控制器 13.3.2 混频器及本振 13.3.3 AGC环路预算工具 13.4 一个简单系统的链路预算 13.4.1 输入端口 13.4.2 第一级滤波器 13.4.3 第一级放大器 13.4.4 本振及混频 13.4.5...
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  • 来源于经典的3GPP协议,进行扩展,同过LTE协议分析射频链路的杂散指标和链路预算方面的指标要求以及指标之间的关系分析。确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器,学习杂散分析。
  • 在部署无线电通信时,链路预算(Link Budget)就是指从发射机开始通过射频媒介直到接收机之间的所有增益和衰减的总和。链路预算计算的目的是确保最终的接收信号强度处于接收机的接收灵敏阈值之上。简单来说,链路预算...
  • 以提高Nordic旗下nRF52系列和nRF53系列多协议无线SoC链路预算的功率放大器,nRF21540输出功率达到+21dBm,接收增益达到+13dB,与nRF21540 射频前端模块nRF52系列SoC结合使用时,可确保实现出色的链路预算,扩展范围...
  • 这是Spectrum Microwave 公司的出品小软件,有助于链路预算射频工程师你值得拥有,还有不少小功能,非常的实用。
  • 系统设计需要考虑射频链路预算、天线设计、电池寿命及射频调整电路等诸多因素,另外,还会涉及到输出功率与发送器电流消耗的折中。Maxim低廉的收发芯片(如:MAX1472/MAX7044/MAX1479/MAX7030/MAX7031/MAX7032)集成...
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  • 无线基础

    千次阅读 2018-12-17 12:46:12
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  • nRF52810.pdf

    2020-03-27 22:46:09
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  • 该器件对多种部署形式均十分有益,包括以正交调幅 (QAM) 为主的网络以及光系统链路预算。  TAT6254B在一个差分结构中集成了两个低噪/高增益跨阻放大器,后置一个输出放大器。它具有2.9 pA/rtHz的等效输入噪声...
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空空如也

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射频链路预算