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  • LED亮度调节原理

    万次阅读 2018-08-15 23:54:21
    近年来Light-emitting diode(LED)被广泛用于照明行业,相较于其他光源,LED具有诸多优势:光效高、寿命长、色温变化小、动态响应快、体积小等。那么如何才能设计出合理的灯具呢,我来给大家罗列一下LED的主要特性...

    近年来Light-emitting diode(LED)被广泛用于照明行业,相较于其他光源,LED具有诸多优势:光效高、寿命长、色温变化小、动态响应快、体积小等。那么如何才能设计出合理的灯具呢,我来给大家罗列一下LED的主要特性。

    一. 发光原理

    当电流被注入到半导体的PN结时,原子中低能级的电子吸收能量从基态被激发到较高能级,这个能级我们称之为激发态。而激发态的寿命是短暂的,他十分容易回归到基态。在回归基态时激发态电子会释放出多余的能量,这些能量中有一部分以光子的形式传递了出去。这一过程称为能级跃迁。这里描述的是自发辐射的过程,有别于激光二极管的受激辐射。自发辐射产生的光子,光谱较宽,方向性较差,响应较慢,属于非相干光源。适用于低速光通信和普通的照明。

    节能是各行各业不断努力的目标,“按需照明”需要根据环境的变化,人员的变化自动调节灯光的亮度,实现即不影响人的生产活动,又做到高效节能的目的。那么LED是怎么实现亮度调节的呢?

    二.亮度调节

    1.调节驱动电流

    图一 电流光强图

    图一是1w(额定电流为350mA)白光LED的驱动电流与发光强度对比图。可以看到,当电流为350mA时,光强为1倍,当175mA时,光强为0.5倍,在低于额定电流时基本保持线性。因此,通过调节电流的大小可以很好的控制LED的发光强度。

    2.控制做功时间

    在搬弄技术之前,先来提一个生理特征:当人看到一幅画面快速闪过时,这幅画面产生的视觉刺激会在大脑中停留几十到几百毫秒时间,亮度越亮,停留的时间越长。这一特征我们称为视觉残留
    早在宋朝的时候,人们就已经利用这一生理现象发明了“走马灯”,到后来又出现了一帧一帧画出来的动画片,一格格播放的露天电影,都是利用了视觉残留这以特征。现在电影的标准是每秒播放24帧,也就是1秒钟只放24幅图片,而这在我们看来是非常连续,非常真实的。

    a.直流DC

    PWM(脉冲宽度调制),这是一种应用非常广泛的调节方式,不仅可以用在亮度调节上,还用在逆变器,模型里的舵机,多轴飞行器里姿态控制都离不开PWM。
    图二 PWM

    如图二,如果我们要把一个20mA的LED灯的亮度调节到25%,我们可以把电流直接调到5mA,也可以让LED以20mA的电流亮25%的时间,灭75%的时间,如此循环,当这个循环足够的快,快到人眼便无法感到闪烁。这种调节工作时间(调节脉冲宽度)的方式就是PWM。
    我们再套用公式来罗列一下上面的观点:
    因为 W=Pt=UIt
    所以 0.25W=U(I0.25)t=UI(t0.25)
    (由于LED在调节电流的过程中,正向导通电压变化不大,为了简化计数我们假设电压是不变的)

    b.交流AC

    电网的电都是以交流的形式传输到终端设备,可控硅是一种可以被控制什么时候被导通的半导体器件,即控制导通角,它会在电流0位置时自动关闭。所以可以通过可控硅直接控制输入到设备的电能。下图中咖啡色的线就是电网电压,蓝色线为被可控50%切相后的波形。
    图三 可控硅切相.jpg

    c.各种调光方式的优缺点

    真正的不闪式调光方式就是用通过调节电流来实现的。高频的电流脉冲可以使用小体积的电感就能轻而易举的滤成平顺的直流。所以好的护眼灯都应该是用这种方案的。
    图四 电流与波长.png
    再来说说电流调节的缺点吧,图一指出的电流与光强的关系并不是单纯的线性关系;而且更为微妙的是:图四中随着电流的减小,LED的光谱波长会变长,即红移(白光灯珠则表现为色温变暖)。虽然人对色温的偏差并不是太敏感,但是对色彩的差异还是非常敏感的,所以当需要精确控制亮度时(RGB混色)就比较麻烦了,需要通过算法来修正误差。

    PWM调光的优点是系统简单,特别是需要做多路调光的时候。另外由于工作时的电流一直都是以额定电流工作,所以不存在调节电流的光强线性度与光谱偏移的问题。

    切相调光是为了兼容白织灯时代所遗留的调光器。优点是,调光器存量市场巨大,特别是在美国。其实这种调光器一点都不适合LED灯具。白织灯因为是钨丝发热产生光,具有热惰性,钨丝不会应为电压被切掉而马上冷却停止发光。但是LED却是高动态的发光器件,要避免闪烁需要持续供电,为了在市电50/60Hz下不发生闪烁,需要在电路上做较多的处理,因此支持可控硅调光的LED灯的PF都做不高。

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  •  前级功放的专业叫法是:前置放大器也是整套器材中对音色影响最大的部分,它是提供合适的音频电平信号,调节音质的器材(俗称前置放大器,接在音源和功率放大器之间)。 后级功放的专业叫法是:纯后级功放这才是真正...

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    关于前级和后级功放的区别

    前级和后级功放的区别——都是功放,作用却不同!

      前级功放的专业叫法是:前置放大器 也是整套器材中对音色影响最大的部分 ,它是提供合适的音频电平信号,调节音质的器材(俗称前置放大器,接在音源和功率放大器之间)。

      后级功放的专业叫法是:纯后级功放 这才是真正的功放部分,它对动态和低频控制力方面影响大。是单纯地把”前级“音频信号进行放大,以提供足够的功率驱动音箱喇叭发声的器材(总是接在音箱之前)。

      而一般家庭中常见的功放应该叫做前后级合并式放大机才对,合并功放。

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      后级功放(纯后级功放):

      后级的输入讯号很单纯,就是承接前级的输出。但后级的负载是喇叭,这就是让许多音响迷,甚至杂志评论写手搞不定之处。后级是前级的负载,是高阻抗负载;喇叭是后级的负载,是低阻抗负载。看起来差不多,只差一个字,但阻抗的一高一低却造成很容易推或推不动现象。当前级接上高阻抗的后级,它主要提供适切的输出电压,因为后级扩大机。

      纯后级功放需要前置放大器来推动, 纯后级功放功率一般很大都在几百瓦以上,通常用在一些专业场所,并且多台同时工作推动不同的音箱,由于它被本身不带前置放大电路所以也就没有低电平输入端口,没有话筒等高阻输入信号的插口,这就需要在他前面加前置放大器或调音台给信号来控制它。 前置放大器和纯后级功放也有合二为一的,通常功率不大300瓦以下,应用于比较小一点的场所,家庭使用或KTV等使用。

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      前级功放(前置放大器):

      前置放大器是指置于信源与放大器级之间的电路或电子设备,是专为接受来自信源的微弱电压信号而设计的。

      前置放大器用来放大弱信号的,一般都是先将信号通过电解电容来滤掉高频的噪音信号,然后进入负反馈的运放来放大信号。功率放大器一般指放大交流信号的功率 就是信号不失真的情况下放大用电器的电流和电压。前放紧靠探测器,传输线短,分布电容Cs减小,提高了信噪比。信号经前放初步放大,减少外界干扰的相对影响。前放设计为高输入阻抗,低输出阻抗实现阻抗转换和匹配。

      如果单论技术的话,前级比后级要求更精细,更难做好,如果要加特别的电源线的话,也绝对不能因为后级电流大而把好的线用在后级,应该是前级。

      前置放大器一般是连接纯后级功放的,前级输出接后级的输入端,后级接音箱就可以。前置放大器是放大电压,纯后级功放是放大电流,前置放大器是各种音源设备和功率放大器之间的链接设备,音源设备的输出信号电平都比较低,不能推动功率放大器正常工作,而前置放大器正是起到信号放大的作用。

      总结:

      功放一般分为前级功放、后级功放和合并级功放,合并机把前级、后级集于一身的机器。前级是用来把信号作初步放大、调节音量的;而后级则是把前级来的信号作大量放大来推动扬声器。

    关于前级和后级功放的区别

    http://www.zghifi.com/thread-22368-1-1.html

    (出处: HIFI音响)

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  • pyqt5+opencv 颜色阈值动态调节工具 两年前受1Zlab的代码启发,但直到最近需要使用了才想着用QT实现和优化一下。原本是想将图片都通过QImage模块显示的,但是QT似乎不支持HSV以及HLS颜色空间的显示,只好用OpenCV了...

    pyqt5+opencv 颜色阈值动态调节工具


    两年前受1Zlab的代码启发,但直到最近需要使用了才想着用QT实现和优化一下。原本是想将图片都通过QImage模块显示的,但是QT似乎不支持HSV以及HLS颜色空间的显示,只好用OpenCV了。
    有个坑,不知道为什么调用OpenCV的inRange方法时会崩溃,也没有报错。无奈只好根据inRange方法的原理自己写了。等于阈值的情况我没有深入研究是否应该赋值255(实际上我赋值255),经过和inRange方法的测试发现效果似乎一致。
    工具仅支持HSV以及HLS颜色空间。

    在这里插入图片描述
    源码: https://github.com/laonafahaodange/Color-threshold-dynamic-adjustment-tool.

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  • 如何实现电源模块动态电压调节 如何实现电源模块动态电压调节 1. 简要介绍 2. 名词术语 3. 参考资料 4. 基础原理 5. 实例分析 5.1. 某有源反馈网络实现动态电压调整 5.1.1. 反馈网络设计 5.1.2. 反馈网络计算 ...


    如何实现电源模块动态电压调节

    1. 简要介绍

      处理器工作在全速状态下和空闲状态下所需要的电压是不同的, 动态电压调节(DVS)基于对系统的负载预测, 在一个开环电压控制系统中用多组不同能耗级别的频率、电压对来实现调节。如果使用常规的DC/DC变换器或线性变换器实现DVS, 可在电路上增加一些额外的元器件进行反馈, 使其向电源变换器反馈网络注入一小电流, 改变反馈比, 同时软件可以控制注入电流的大小及方向, 达到动态电压调整或自适应电压调节。

    2. 名词术语

    • AVS: Adaptive Voltage Scaling, 自适应电压调节
    • DVS: Dynamic Voltage Scaling, 动态电压调整

    3. 参考资料

    4. 基础原理

    variable-feedback-controller

      当注入电流为正时, 流过RBOTR_{BOT}的电流增加, 相当于RTOPR_{TOP}阻值降低了, 故会引起输出电压降低。
      当注入电流为负时, 流过RBOTR_{BOT}的电流减少, 相当于RTOPR_{TOP}阻值提高了, 故会引起输出电压升高。

    5. 实例分析

    5.1. 某有源反馈网络实现动态电压调整

    variable-feedback-controller

    5.1.1. 反馈网络设计

    设流过 R3 进入 DC/DC 变换器的电流为 IDACI_{DAC}, R3 左端的电压为 VDACV_{DAC}, 则有
    IDAC=VDACVREFR3I_{DAC}=\frac{V_{DAC}-V_{REF}}{R3}
    VOUT=VREF(1+R4R5)IDACR4V_{OUT}=V_{REF}(1+\frac{R4}{R5}) - I_{DAC}R4
    VCVRR1=VRVDACR2\frac{V_{C}-V_{R}}{R1}=\frac{V_{R}-V_{DAC}}{R2}
    经整理可得
    VOUT=VREF(1+R4(R3+R5R3R5))+R4R3(VCR2R1VRR1+R2R1)V_{OUT}=V_{REF}(1+R4(\frac{R3+R5}{R3R5})) + \frac{R4}{R3}(V_{C}\frac{R2}{R1} - V_{R}\frac{R1+R2}{R1})
    同时
    FPWM>10R2C1F_{PWM} > \frac{10}{R2C1}

    5.1.2. 反馈网络计算

    • 假设选用的变换器的 VREF=1.21VV_{REF}=1.21V, 运放的工作电压为5V, 经过电阻分压提供给其正向输入端作为参考电压 VR=2.5VV_{R}=2.5V
    • 运放工作模式为电压跟随器, 设 R1=R2=10KR1=R2=10K, 则 VDAC=5VCV_{DAC}=5-V_{C}
    • 假设控制电压范围为 VC=[0,5V]V_{C}=[0, 5V], 输出电压调整范围为 VOUT=[0,24V]V_{OUT}=[0, 24V], 并且 VC<1VV_{C} < 1V 时输出电压关闭, 即:VDAC=[1,5V]V_{DAC}=[1, 5V] VOUT=[0,24V]V_{OUT}=[0, 24V], 也即:增益 R4R3R2R1=6\frac{R4}{R3}\frac{R2}{R1}=6. 设 R3=10KR3=10K, 则 R4=60KR4=60K
    • VC=1VV_{C} = 1V 时, VOUT=0VV_{OUT} = 0V, 可计算出 R5=4.675K=4.7K//866KR5=4.675K=4.7K//866K
    • 为保证 VCV_{C} 信号悬空时, 输入固定, 加入下拉电阻 R7, 当 VCV_{C} 悬空时, VOUT0VV_{OUT}≤0V, 可计算出 R72R1/3=6.66KR7≤2R1/3=6.66K, 设其最大电流为2mA2mA, 则 R7=2.5KR7≥=2.5K, 可取 R7=4.7KR7=4.7K
    • 假设控制频率为 FPWM=100kHzF_{PWM}=100kHz, 则 C1=10nFC1≤=10nF, 可取 C1=22nFC1=22nF

    5.2. RK3399/VDD_LOG 动态电压调整

    variable-feedback-controller

    5.2.1. 反馈网络设计

    设流过 R5 进入 DC/DC 变换器的电流为 IDACI_{DAC}, R5 左端的电压为 VDACV_{DAC}, 则有
    IDAC=VDACVREFR5I_{DAC}=\frac{V_{DAC}-V_{REF}}{R5}
    VOUT=VREF(1+R3R9)IDACR3V_{OUT}=V_{REF}(1+\frac{R3}{R9}) - I_{DAC}R3
    VDAC=VCR8R8+R4V_{DAC}=V_{C}\frac{R8}{R8+R4}
    经整理可得
    VOUT=VREF(1+R3(R9+R5R9R5))R3R5R8R8+R4VCV_{OUT}=V_{REF}(1+R3(\frac{R9+R5}{R9R5})) - \frac{R3}{R5}\frac{R8}{R8+R4}V_{C}
    VOUT=AkVCV_{OUT}=A - kV_{C}
    同时
    FPWM>10R4C6F_{PWM} > \frac{10}{R4C6}

    5.2.2. 反馈网络计算

    • 假设 PWM 控制信号频率为 25kHz,占空比范围为 [0, 100%]
    • 选用的变换器的 VREF=0.6VV_{REF}=0.6V, 要求控制电压范围为 VC=[0,1.8V]V_{C}=[0, 1.8V], 输出电压调整范围为 VOUT=[0.8,1.4V]V_{OUT}=[0.8, 1.4V]
    • 没接入 DVS 电路时, 要求输出电压为0.9V, 则 R9=2R3R9=2R3, 设 R3=100KR3=100K, 则 R9=200KR9=200K
    • VC=0VV_{C} = 0V 时, VOUT=1.4V=AV_{OUT} = 1.4V = A, 可计算出 R5=VREFR3R9AR9VREFR9VREFR3=120KR5=\frac{V_{REF}*R3*R9}{A*R9-V_{REF}*R9-V_{REF}*R3}=120K
    • VC=1.8VV_{C} = 1.8V 时, VOUT=0.8VV_{OUT} = 0.8V, 可计算出 k=13k=\frac{1}{3}, 则 R8R4=23\frac{R8}{R4}=\frac{2}{3}, 则 VDAC=VC25=0.72VV_{DAC}=V_{C}\frac{2}{5}=0.72V
      • VCV_{C} 信号带载 <0.1mA,则 $R8 + R4 > 1.8/0.1=18K $, $R4 > 10.8K $
        • R4=12KR4=12K, 则 R8=8KR8=8K
        • R4=15KR4=15K, 则 R8=10KR8=10K | √
        • R4=18KR4=18K, 则 R8=12KR8=12K | √
    • 为保证 VCV_{C} 信号悬空时, 输入固定, 加入上拉电阻 R6, 当 VCV_{C} 悬空时, VOUT=0.9VV_{OUT}≤=0.9V, 可计算出 R6=2R8R4=6KR6≤=2R8-R4=6K, 可取 R6=3.9KR6=3.9K
    • 假设控制频率为 FPWM=25kHzF_{PWM}=25kHz, 则 C1=22nFC1≤=22nF, 可取 C1=22nFC1=22nF

    5.2.3. 驱动配置修改

    • VC/LOG_DVS_PWM 接入 RK3399 GPIO,工作于 PWM 模式
    
    	vdd_log: vdd-log {
    		compatible = "pwm-regulator";
    		pwms = <&pwm2 0 25000 1>;
    		regulator-name = "vdd_log";
    		regulator-min-microvolt = <800000>;
    		regulator-max-microvolt = <1400000>;
    		regulator-always-on;
    		regulator-boot-on;
    
    		/* for rockchip boot on */
    		rockchip,pwm_id = <2>;
    		rockchip,pwm_voltage = <900000>;
    	};
    
    
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