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  • 提出了一种三电平(3-level)包络调制器结构,使用3-level开关变换器取代两电平(2-level)开关变换器,通过三电平拟合的方法使开关变换器的输出电流摆率能够跟随输入包络的幅度自适应变化,有效减少线性放大器的输出...
  • 为了实现高速数据传输,现代移动通信从传统的恒包络调制逐渐发展为复杂的变包络调制,信号的带宽和峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)随之上升,因此功率放大器需要长时间处于低效率的功率回退区以换取...

    为了实现高速数据传输,现代移动通信从传统的恒包络调制逐渐发展为复杂的变包络调制,信号的带宽和峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)随之上升,因此功率放大器需要长时间处于低效率的功率回退区以换取足够的线性度[1-2]。主流的功率放大器效率提升技术有Doherty技术[3]、包络消除与恢复技术[4-5]、包络跟踪技术[6-8]等。其中包络跟踪技术能有效提升功率放大器在功率回退时的效率,但是传统的包络调制器结构存在不足之处。当输入包络幅度增加时,开关变换器的输出电流摆率并不能随之增加,线性放大器的输出电流加大,损耗上升。

    本文提出一种三级(3-level)包络调制器,其开关变换器输出电流摆率能自适应地跟随输入包络变化,从而减小损耗,提高系统效率。

    1 3-level包络调制器设计

    1.1 线性放大器动态功耗分析

    包络调制器通常选用线性放大器、开关变换器并联的混合型结构,如图1所示,开关变换器提供绝大部分负载电流,线性放大器吸收开关级的纹波电流。由于包络信号中绝大部分的能量集中在低频部分,只有小部分能量在高频处,因此混合结构能够实现宽带高效。

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    为简化分析,图1可以简化为图2的形式,其中功率管M1、M2,反馈网络βla和跨导放大器(OTA)组成线性放大器,2-level开关变换器等效为受采样电压控制的电流源。

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    功率放大器等效为电阻Rload,阻值大小为:

    其中ηPA是功率放大器效率,Pout是功率放大器输出功率,Arms是输出包络有效值。本文等效电阻大小为7 Ω。

    线性放大器功耗主要来自于功率管推挽大电流时产生的动态损耗,M1和M2动态功耗表达式近似为:

    其中VDD_LA、Vla和Ila是分别是线性放大器供电电压、输出电压和输出电流。从上式可知,在输入包络和线性放大器电源电压一定时,功率管的动态功耗与Ila的大小成正比。

    1.2 3-level开关变换器设计

    由图2可知Ila是负载电流Iload和开关电流Isw的差值(Ila=Iload-Isw),随着输入包络幅度的增加,当Iload的摆率大于Isw的摆率时,Ila提供大摆率的输出电流,损耗上升;提升Isw对Iload的跟随能力能有效减少Ila的大小,降低损耗。首先定义3-level开关变换器逻辑控制函数,表达式为:

    根据上述式子设计开关级,本文的3-level开关变换器如图3所示,串联功率管M2P和M2N传输中间电平VDD/2,M1传输VDD,M3传输零[9]。采用判决方式与2-level相似,不同在于,3-level采用两个阈值大小相同符号相反的单限比较器而2-level采用迟滞比较器。3-level开关变换器工作原理为:当Vsens时,Vsw=0;当-Vs≤Vsen≤Vs时,Vsw=VDD/2;当Vsen>Vs时,Vsw=VDD。逻辑仿真结果如图4所示,VDD=3.3 V,输入±20 mV三角波,从仿真图上看到,3-level开关变换器工作正常。

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    1.3 线性放大器设计

    线性放大器需要实现宽带高增益,通常采用折叠式共源共栅结构,如图5所示[10],M4、M6和M8、M10组成的折叠式共源共栅实现高增益,M12和M13、M11和M15分别组成两个源跟随器,为Class-AB输出提供偏置。环路增益和相位裕度如图6所示,环路增益约为71 dB,单位增益带宽约为118 MHz,相位裕度约为61°。因此该结构同时实现了宽带和高增益。

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    输入信号采用最恶劣情况下的单音信号,线性放大器瞬态仿真如图7所示,输入频率10 MHz,线性放大器放大倍数为2,输出单音信号范围在1 V~3 V,从图上看到输出能较好地跟随输入线性变化。

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    图8是整体系统框图,除开关变换器外,电流采样控制、线性放大器与传统包络调制器相同。

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    2 系统仿真与分析

    输入10 MHz LTE包络信号,输出包络信号幅度约为1 V~3 V,负载电阻7 Ω。图9是负载电流、开关变换器输出电流、线性放大器输出电流以及归一化开关电压的仿真波形,从图上看到,3-level开关变换器实现了其输出电流摆率自适应,提高了对负载电流的跟踪能力。

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    图10是3-level与2-level结构下线性放大器输出电流的仿真结果对比,在相同的电感与基本相同平均开关频率下[11],3-level结构与传统的2-level结构相比能有效减少线性放大器的输出电流,降低线性放大器动态功耗,从而提升系统整体效率。

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    图11是输入输出包络仿真,从图上看到,输出范围在1 V~3 V之间,输出能够准确跟随输入线性变化。

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    3 结论

    本文针对传统包络调制器在开关变换器输出电流跟踪能力上的不足,提出了3-level包络调制器架构。仿真结果表明,该结构通过三电平拟合技术,提高了开关变换器对负载电流的跟踪能力,有效减小线性放大器的输出电流,降低线性放大器动态功耗,从而提升系统整体效率。在7 Ω负载,输出1 V~3 V,10 MHz LTE信号时,功率放大器输出功率27.5 dBm,效率约为85%,与传统结构相比,效率提升了约2%。

    参考文献

    [1] WANG Z.Envelope tracking power amplifier for wireless communications[M].Boston:Artech House,2014.

    [2] WANG Z.Demystifying envelope tracking: use for high-efficiency power amplifiers for 4G and beyond[J].IEEE Microwave Magazine,2015,16(3):106-129.

    [3] KIM B,KIM J,KIM I,et al.Microwave doherty power amplifier for high efficiency and linearity[C].International Workshop on Integrated Nonlinear Microwave and Millimeter Wave Circuits,2006:22-25.

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    [6] ASBECK P,POPOVIC Z.ET comes of age:envelope tracking for higher-efficiency power amplifiers[J].IEEE Microwave Magazine,2016,17(3):16-25.

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    [10] WANG F,KIMBALL D F,LIE D Y,et al.A monolithic high-efficiency 2.4-GHz 20-dBm SiGe BiCMOS envelope-tracking OFDM power amplifier[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,2007,42(6):1271-1281.

    [11] KIM J H,JO G D,OH J H,et al.3.54GHz 10W envelope tracking amplifier with 43% efficiency utilizing the 1.5 bit-high efficiency envelope amplifier[C].2011 IEEE Topical Conference on Power Amplifiers for Wireless and Radio Applications,2011:21-24.

    作者信息:

    区力翔,李思臻,余 凯,章国豪

    (广东工业大学 信息工程学院,广东 广州510006)

    展开全文
  • 利用基于频移键控和最小频移键控的恒定包络调制的高速光传输(特邀论文)
  • 包络跟踪电源调制器是ETPA的关键模块之一,因为它能够提升PA在功率回退时的效率,从而提升整个通信系统的效率。首先介绍包络跟踪技术(Envelope Tracking,ET)和包络消除与恢复技术(Envelope Elimination and ...
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  • 包络跟踪功率放大器(ET PA)正在变得流行,因为它具有更高的功率效率(与其线性功率放大器相比)和更高的线性度(与其他高功率效率功率放大器相比,如包络消除和恢复功率放大器和异相(outphasing)功率放大器)。...

    包络跟踪功率放大器(ET PA)正在变得流行,因为它具有更高的功率效率(与其线性功率放大器相比)和更高的线性度(与其他高功率效率功率放大器相比,如包络消除和恢复功率放大器和异相(outphasing)功率放大器)。在ET PA中的各种构建模块中,电源调制器是最关键的模块,因为电源调制器对ET PA的整体性能有重大影响,包括带宽,线性度,功率效率等。在本文中,综合提供了关于ET PA的电源调制器的文献综述。讨论了各种电源调制器设计架构,并比较了它们的优缺点。还描绘了关键的设计参数和设计权衡。本文的评论和讨论为调制器设计人员提供了有用的参考和宝贵的见解。

    I.介绍

    体现无线数据和语音通信手段的智能手机越来越多地成为首选的无线通信收发信机(手机) - 2015年出货了约13亿部智能手机。智能手机用户主要抱怨的是电池续航时间短,这个投诉随着通信速度和通信数据量的增加而加剧,特别是最近的LTE数据通信协议,上传和下载数据速率分别达到100Mbits / s和50Mbits / s,以及即将推出的LTE-Advanced(LTE-A)其中上传和下载数据速率将分别增加到1Gbits / s和500Mbits / s。

    众所周知,射频功率放大器(RF PA)是智能手机中功耗最大的模块之一,它可能会消耗50%的总射频功率。为了解决所述短的电池寿命,RF PA的功耗必须低并且其功率效率必须要高。

    此时,几乎所有用于移动应用的商用现成功率放大器(包括LTE PA)都是线性功率放大器,主要是因为其具有高线性要求。然而,这里的缺点是它们的低功率效率。为了提高功率效率,在现有技术的PA中通常采用两种或更多种功率模式 - 取决于输出功率,相应地选择PA的功率模式(因此偏置电流)。与单模操作相比,多模操作显着提高了功率效率。例如,图1比较了多模PA(3模式,ALT6704)和单模PA(基于ALT6704估算)的功率附加效率(PAE)。很明显,与单模PA相比,多模PA具有明显更高的平均(超过3种模式)功率效率。然而,在典型工作条件下,整体功率效率仍然很低(<10%),通常为10dB的输出功率回退 - 这是因为高线性度要求(PA需要在低于其最大输出功率4-6dB的情况下工作)保持所需的线性度)和相对较高的(4-6dB)RF信号的峰值平均功率比(PAPR)。

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    图1

    图1.(a)基于3种模式的线性功率放大器的功率附加效率,(b)基于单模的线性功率放大器

    为了进一步提高功率效率,报告了几种高效PA设计方法,如包络跟踪(ET)PA,包络消除和恢复(EER)PA 和Doherty PA 。在这些设计方法中,ET PA可能是最有利的,因此ET PA的应用变得普遍起来。与EER PA相比,ET PA具有更高的信号带宽,更好的线性度和更简单的硬件(因此成本更低)。与Doherty PA相比,ET PA具有更高的功效。

    图2(a)显示了ET PA的框图。电源调制器根据输出功率不断为RF PA提供动态变化的电源。当输出功率较高时,电源调制器的输出为高电平,反之亦然,从而显着降低了功率放大器的功耗。图2(b)比较了3模式线性PA和ET PA的功耗。通过这种比较,我们可以看出,与传统的对应器件相比,ET PA的功率效率得到了显着提高,特别是在输出功率较低时。

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    图2

    图2.(a)ET PA的方框图,(b)ET PA和线性PA的功耗比较

    在ET PA中的各种构建模块中,电源调制器(supply modulator)是最关键的模块,因为电源调制器对ET PA的整体性能有重大影响,包括带宽,线性度,功率效率等。虽然有相当多的研究和开发来自学术界和工业界的努力,电源调制器(supply modulator)的设计尚不成熟。现有技术的电源调制器的缺点包括有限的带宽,大输出纹波和低输出功率。因此,这些缺点导致带宽有限,线性度降低,输出功率低以及ET PA的功率效率降低。

    在本文中,提供了关于ET PA电源调制器(supply modulator)的综合文献综述。讨论了各种电源调制器设计架构,并比较了它们的优缺点。还描绘了关键的设计参数和设计权衡。本文的评论和讨论为调制器设计人员提供了有用的参考和宝贵的见解。

    本文按以下方式组织。在第二节中,介绍和讨论了各种电源调制器(supply modulator)架构及其权衡。在第三节中,我们将重点放在混合开关放大器上,该放大器主要在最近的工作中报道。本讨论中包括不同类型的混合开关放大器,并介绍和比较了一些最先进的工作。结论在第四节中给出。

    II.电源调制器的架构

    电源调制器(supply modulator)通常由宽带低压差(LDO)线性放大器实现。宽带LDO的缺点是它们的低功率效率,因此导致PA的整体功率效率未得到改善。

    为了避免LDO的低功率效率缺点,采用宽带D类放大器作为电源调制器。与线性LDO相比,D类放大器的功率效率明显更高,具体而言,峰值功率效率可高达> 90%。

    高功率效率主要是因为D类放大器的功率晶体管工作在三极管和截止区域,它们的静态电流几乎为零。然而,D类放大器的缺点是由于输出级的开关式切换而带宽有限且输出纹波高。为了增加带宽并减小输出纹波,D类放大器的开关频率必须很高。此外,为了减少由于D类放大器的输出滤波器引起的相移(相位滞后),输出滤波器的截止频率需要比D类放大器的有用带宽至少高5倍。由于这些原因,D类放大器的带宽通常<1MHz(对于> 3.6V电源电压),并且输出处的纹波从几十mV到几百mV。

    最近,并行组合AB类线性放大器和D类开关放大器的混合开关放大器已在文献中大量报道,并且由于其高带宽,低纹波和高效率的良好组合而日益普及。混合线性开关放大器的框图如图3所示。混合线性开关放大器在宽带AB类线性放大器和高效D类开关放大器之间具有并联连接。线性放大器用作电压源,以良好的线性跟踪宽带输入信号,开关放大器的电流iD通过控制电路检测和放大线性放大器的输出电流, iAB,从而贡献大部分负载电流iO。该反馈配置有助于最小化低效线性放大器的输出电流。这种结构非常适用于现代无线通信系统,其中大部分电流处于低频并由开关放大器提供,而线性放大器并联实现以帮助减少开关放大器产生的纹波并延长电源调制器到高频范围。鉴于此,混合开关放大器将成为感兴趣的电源调制器,现在我们将描述它们的设计参数和权衡。

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    图3

    图3.混合放大器的框图

    III.各种混合线性开关放大器的设计

    由于用于现代无线通信系统的混合线性开关放大器的普及,我们将在下面的讨论中集中于混合线性开关放大器的设计。将包括两个主要控制电路和设计考虑因素,并将展示和比较一些最先进的工作。

    通过复制线性放大器的输出电流并使用滞后比较器或PWM调制器中的三角形/斜坡信号将其与阈值电平进行比较来产生用于开关放大器的控制信号。因此,设计控制电路有两种主要方法,即:滞后控制和PWM控制,如图4所示。

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    图4

    图4.具有(a)迟滞控制和(b)PWM控制的ET PA系统的框图

    迟滞控制使用窗口比较器而不是在PWM控制中使用的时钟控制比较器,因此迟滞控制的环路响应更快,这意味着更宽的带宽。然而,迟滞控制的开关频率随输入信号的幅度而变化 - 这与PWM控制的情况不同,PWM控制的开关频率与输入信号无关。动态改变开关频率意味着在迟滞控制中在开关放大器的输出处引入更多的宽带杂散发射,这反过来降低了功率效率(因为线性放大器吸收了纹波并消耗了功率)。基于迟滞控制和PWM控制的电源调制器目前都很普遍。根据应用的要求,应仔细考虑上述权衡。

    B.设计考虑因素和优化开关切换频率

    已发表一些分析以讨论滞后控制的可变开关频率。通过将滞后控制中的阈值电流定义为±Ithr,可以将开关频率fsw导出为等式(1)。当输出信号为Vdd / 2时,达到最高开关频率,并以等式(2)表示。

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    其中Vdd是电源调制器的电源电压,Vo是输出信号,LO是输出电感,RPA是负载(既从供电调制器看到的RF PA)。

    从上面的方程(1-2)可以看出 开关频率取决于迟滞控制中的阈值电流(即±Ithr)和输出电感(即Lo)。 ±Ithr和Lo的选择应根据带宽,输出纹波和功率效率的要求进行优化,这将在下面的讨论中描述。

    输出纹波

    由于电源调制器的输出用作RF PA的电源,输出纹波可能会将噪声引入RF PA的输出(取决于RF PA的电源抑制比(power- supply rejection ratio)),从而导致RF PA的输出信号质量无法满足频谱模板要求。

    由开关放大器产生的纹波电流的很大一部分可以被线性放大器抑制。因此,为了在负载上获得小的输出纹波,保持开关放大器的纹波电流和线性放大器的输出阻抗很小是很重要的。纹波电流取决于输出电感和开关频率。更高的开关频率和更高的输出电感值使纹波电流更小。在所有频率范围内具有低输出阻抗的线性放大器非常需要降低纹波电压。相关文献还提出了一些线性放大器设计技术来降低输出阻抗[8]。宽带线性放大器有助于在高频时保持低输出阻抗。

    电源效率

    功率效率是电源调制器的另一个关键参数。为了提高电源调制器的功率效率,必须最小化线性放大器的输出电流并降低开关放大器的开关损耗。这意味着为了降低电源调制器的功耗,我们需要:

    i)降低开关放大器的纹波电流,

    ii)最小化线性放大器和开关放大器之间的延迟,

    iii)增加开关放大器的带宽,

    iv)并减少开关损耗。

    非常需要具有低输出阻抗的宽带宽线性放大器,以减小输出纹波并扩展电源调制器的带宽,同时开关放大器的优化更加复杂。开关放大器的带宽取决于开关频率和输出电感,这也是影响纹波电流的重要因素。较高的开关频率和较低的输出电感导致更宽的带宽。通过增加开关放大器的带宽,我们可以成功地降低线性放大器提供的电流,从而降低线性放大器的功耗。然而,值得注意的是,较高的开关频率可能导致开关放大器的不期望的较高功率耗散,并且降低输出电感器的值反过来增加了纹波电流。需要考虑包络信号的特性,例如功率电平概率密度函数(PDF)和功率谱密度(PSD),以优化电源调制器的功率效率。

    C.最先进的设计

    在使用混合结构的高效电源调制器研究领域已经实现了许多最近的工作。已经提出了新技术来改善供应调制器的性能。详细信息在表I中描述,其中呈现并比较了许多最先进的设计。尽管在该领域已经进行了广泛的研究,但电源调制器设计的技术还不成熟。具体地,带宽低(<5MHz)和/或低输出功率(<1W)。随着无线通信标准的快速发展,电源调制器的设计变得更具挑战性。

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    表I

    表I:现有技术设计的概要和比较

    IV.结论

    在本文中,提供了关于ET PA供应调节器设计的综合文献综述。三种电源调制器架构,特别是宽带LDO,D类放大器和混合线性开关放大器,已经过审查和比较。在这些架构中,混合开关放大器具有高带宽,低纹波和高效率的良好组合。由于上述原因,混合线性开关放大器最近获得了普及。已经讨论了混合开关放大器设计中的两种类型的控制电路,即滞后控制和PWM控制。本文已经研究了设计考虑因素和随后的权衡。同时本文也已经展示并比较了一些最先进的设计。

    (完)

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  • 无线设备行业竭力削减设备的成本、尺寸和功耗,而提升高功率放大器的功率附加效率(PAE)仍然是一个极具挑战性的目标。目前有多种技术正在研发之中。大多数情况下,任何技术的商业化都将取决于能否开发出突破性的技术...
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  • 本篇 Blog 是接上一篇未完的分析而作的,主要是继续深入理解信号包络以及包络的意义,然后引入QPSK调制的改良版:OQPSK

    本篇 BlogBlog 是接上一篇未完的分析而作的,主要是继续深入理解信号包络以及包络的意义。同时,本篇 BlogBlog 是《深入浅出通信原理》的学习笔记,仅供个人学习记录使用

    一、信号包络产生的回顾

    还记得我们之前学习到的信号包络吗?我们先简单回顾一下它的产生:
    首先是 I,QI, Q 信号波形的产生:

    接下来是和调制载波相乘:(实数运算实现)

    然后,我们说更常用的,是使用复数运算实现:

    因为,我们知道 e2Πfcte^{2Πf_ct} 随时间变换的三维立体图是一个螺旋前进的单位旋转向量。

    而由于现在经过了升余弦滚降滤波器,因此 I,QI, Q 信号就变成了随时间变化的函数,另外大家注意一点就是我们实际上传播的是实信号,而不是复信号。也就是说,我们看到上图取实部得到 s(t)s(t) 的第二个表达式,就是一个余弦载波,其相位和幅度都随时间变化,因此,我们得到实际上传输的高频信号的波形就是:
    在这里插入图片描述
    而通过 s(t)s(t) 的第二个表达式我们也知道了,这个高频信号 s(t)s(t) 的幅值就是 I(t)2+Q(t)2\sqrt{I(t)^2 + Q(t)^2}
    对应着的 I(t)2+Q(t)2\sqrt{I(t)^2 + Q(t)^2} 和 -I(t)2+Q(t)2\sqrt{I(t)^2 + Q(t)^2} 的波形就是这个高频信号的包络

    二、包络的严格定义

    我们之前的博文中,在学习到 IQ 调制的时候,我们使用了旋转向量的角度理解 IQ 调制:

    还记得我们在没有引入升余弦滚降滤波器的时候,映射出来的 I,QI, Q 信号在一个码元的持续时间里面都是一个常数,要么是 +12+\frac{1}{\sqrt{2}}%,要么是 12-\frac{1}{\sqrt{2}},固然,这样的 IQ 调制得到的信号(Re[(I+jQ)ej2Πfct]Re[(I+jQ)e^{j2Πf_ct}] 的幅度就等于1,是一个常数。

    因此,由上图所示,此时的 IQ 调制得到的信号就是一个幅度为1 ,频率为 fcf_c(旋转角速度为 ωcω_c 的旋转向量。

    而现在,我们引入了升余弦滚降滤波器之后, I,QI, Q 信号都是随时间变化的向量,那么自然地,它们合成的 s(t)s(t),也是幅度和相位随时间变化的旋转向量了

    那么严格地讲,这个 s(t)s(t) 旋转向量的模长:I(t)2+Q(t)2\sqrt{I(t)^2 + Q(t)^2} 才是真正包络的严格定义。

    不变的是,我们实际传输的信号,依旧是这个旋转向量 s(t)s(t) 在实轴上的投影。

    因此,上述的包络应该画成:

    三、从三维空间的角度看包络

    如果我们试着把上面我们讲到的 s(t)s(t) 旋转向量向量末端的轨迹画出来,会是什么样子的呢?

    如果我们在这个基础上,把包络线的三维空间图也画出来(为什么包络线有三维空间的图呢?因为包络线的定义:I(t)2+Q(t)2\sqrt{I(t)^2+Q(t)^2},那么它在三维空间中就应该可以表示为:I+jQI + jQ

    大家能看到白色的那条包络线吗?它在空间中就长这样。
    下面我们把三维空间中的包络线单独拿出来从不同的角度看看,看看有什么特点:
    在这里插入图片描述

    我们看到这个空间中的线,在 ItI-t 平面的投影和我们之前画的 II 路信号一模一样。
    QtQ-t 平面上的投影和之前画的 QQ 路信号一模一样。

    这只是最表层的一点点特点,我们再深入挖掘一下:
    首先,我们还记得这个波形所代表的,我们要传输的二进制序列吗?01101100101101000110110010110100

    每一个码元持续的时间是 11 秒,那么我们就以码元持续时间的中间时刻代表代码元(这是什么意思呢?因为我们在接收端解调之后不是要抽样判决吗?我们抽样的时刻就是 kTskT_s 对吧,在上述情况下就是每隔 1 秒,抽一个样,那么很明显,我们抽样的位置肯定要在这个码元持续时间的中间抽,这样才会准确嘛)

    所以,最后抽样得到的码元,都是抽样在码元持续时间中间时刻的码元

    所以,下面我们再看看这个空间包络图:

    蓝色箭头代表的是随着时间的推进,空间包络线的走向。

    3.1 从包络理解星座图的由来

    下面,我们就看看在每一个码元持续时间的中间时刻,那个对应的码元在那个位置:

    现在,我们已经清楚空间包络线不同时刻对应的码元了。但是这还不够,因为我们还记得星座图嘛?它是码元在 IQI-Q 平面上的分布图。对应地,也就是我们上面这个空间包络图从右往左看进去,不同码元的分布情况。因此我们来看看:

    因此,下图就是QPSK 调制的星座图了。至此,想必大家应该对星座图的由来有了一个新的认识了!

    3.2 信号包络分析的意义

    先贴上我们要传输的数据:01101100101101000110110010110100
    结合着空间包络走势图和上面这张星座点的映射图,我们分析一下:

    当传输第一个码元 01 时,星座点位于上图的左上角,紧接着传输第二个码元 10,那么包络线就会沿着对角走到右下角:在这个过程中,我们发现 II 信号和 QQ 信号的幅值都是逐渐减小到0, 再从0 慢慢增大回去,当包络经过正方形的中心点的时候,对应的实包络就会等于0.

    对应关系如下图所示:

    也就是说:如果我们传输的正方形边上的两个码元,那么实包络线的幅度就变化不会很大,而且不会变成0. 而如果我们传输的两个码元是处于正方形的对角,那么实包络线就一定会先变成0,这样的话,实包络线的幅度变化就会比较大了。

    讲了这么多,问题的关键是:我们为什么要分析包络??

    因为在实际中,我们经过了调制之后的信号,因为比较微弱,还需要经过功放(功率放大器)的放大才发射出去。如下图所示:

    为了使得信号在经过放大之后不失真,我们需要使用线性功放。可是,这有遇到一个问题:使用线性功放的话,成本太高。那么,如果使用成本较低的非线性功放呢?

    既然是非线性功放,势必会造成失真。不过我们在抽样判决的时候是有一个判决范围的,也就是属于一个范围内的,都可以被判决为某一个符号。因为,为了尽可能的减小失真造成的误判,我们就希望这个待放大的信号变化的程度小一点,尽可能平稳一些,这样才不至于出现特别大的失真。

    四、OQPSK调制的引入

    准备条件

    1. 上文中,我们讲,希望这个待放大的信号变化的程度小一点,尽可能平稳一些,这样才不至于出现特别大的失真。也就是说,我们希望这个待放大的信号的包络变化的小一点

    2. 我们在包络分析中还知道了一个特点:如果我们传输的正方形边上的两个码元,那么实包络线的幅度就变化不会很大,而且不会变成0. 而如果我们传输的两个码元是处于正方形的对角,那么实包络线就一定会先变成0,这样的话,实包络线的幅度变化就会比较大了

    结合上面的要求和特点:我们想:如果我们每次传输的都是正方形边上相邻的两个码元是不是就能避免这种情况了!

    这就是 OQPSK 调制的由来!

    今天的 BlogBlog 就暂时写到这儿,我们进一步深入分析了信号包络,并且有包络分析引出了 QPSK调制的改良版——OQPSK。在下一篇 BlogBlog ,我们就一起学习 OQPSK 调制的细节!

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    摘要

    本文描述了一种通用包络跟踪(ET,envelope tracking )发射机,其使用驱动和漏极调制。我们开发了一种仿真模拟方法,可用于从硬件测量数据开始,对组件非理想性对系统性能的影响进行了仿真建模。一个示例分析评估了WCDMA系统下行链路发送机的ET系统的线性度,功率放大器效率和包络调制器要求之间的权衡。

    介绍

    功率放大器(PA)的最后一级通常是发射机效率低下的最大因素。图1显示了GaN HEMT AB类PA测量到的功率附加效率(PAE,power-added efficiency)与输出功率之间的关系。平均效率取决于信号的调制波形。去触发PA的单载波W-CDMA下行链路信号的包络幅度PDF(PDF:概率密度函数(probability density function))在图1中展示出来以说明这一点。对于恒定的32V漏极电源电压,PA产生不常出现的峰值输出功率(50 dBm),效率高达65%。而输出为42 dBm的平均输出功率将是平均调制效率的最大贡献者,而在这个功率等级下功放的PAE仅为20%。

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    图1

    图1.使用Nitronex 25100 GaN HEMT晶体管的AB类PA原型测量到的变化漏极电压时的效率与输出功率的关系。下面包括W-CDMA单载波下行链路波形PDF条形图。该信号已被限制了峰值因子( de-crested),以将平均功率设置为低于峰值功率8 dB。

    使用ET发射机可以在很宽的输出功率范围内实现PAE的改善。在这种情况下,漏极偏置控制电路(包络调制器或EM(envelope modulator))改变漏极电源电压(vdd)以动态调节微波晶体管的工作点。针对PA效率优化的ET发射机改变vdd以沿着图1中的虚线操作晶体管,使得在平均输出功率水平下具有50%的效率。然而,PA不是ET发射机系统中的唯一的组件,并且最高PA效率不一定转化为最高的发射机系统的效率。

    ET发射机的一种可能的实现方式如图2所示,各个信号流描述如下:

    • y˜[n] (所需的数字基带信号)经数字预失真,以补偿ET系统的动态非线性效应;
    • x˜[n]分为实值分量α[n]和复值分量β˜[n];
    • α[n]以通过EM的信号包络速率来改变PA漏极电源电压vdd(t);
    • β[n]被延迟并通过IQ调制器上变频转换为RF信号,以形成PA的输入RF(射频)信号 vin(t);
    • vout(t)由PA中vin(t)和vdd(t)的非线性组合生成,理想情况下等于y˜[n];
    • z˜[n] 是vout(t)的下变频转换的数字化版本,用于调整DPD,信号分割和延迟。
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    图2

    图2. ET发射机系统的一种可能的实现框图。

    仅举几个例子,由于频率依赖性,相位不平衡,量化误差以及vddvin之间的路径延迟差异,图2中的模拟/ RF部件的传递函数是非理想的。 数字模块(DPD,信号分离,自适应延迟)的设计必须考虑模拟/ RF组件的非理想特性。 本文描述了一种方法,可用于量化组件非理想性和相互依赖性对整体ET发射机的线性度(y˜ --> z˜)和效率(ηET=ηEM*ηPA)的影响。 该方法还可用于通过仿真理想或非理想硬件来设计,仿真和优化算法。 该方法适用于评估下一节中描述的ET发射机系统的PA效率和对EM要求。

    II.ET系统和组件

    图2中的拓扑结构与其它文献中的拓扑结构不同,但这里给出的分析方法通常适用于其它ET系统中。 下面讨论每个组件的相关方面。

    A.功率放大器(PA)

    在ET发送机系统中,PA充当vin和vdd的非线性组合器(合成器),输出信号(vout输出到50Ω负载)是这两个输入的强函数。 与纯驱动或漏极调制发射机不同,因此输出信号的线性度关键取决于vdd和vin路径的线性度。

    可以使用宽范围的RF输入包络幅度(表示为| vin |)和vdd的组合生成给定的输出功率,每个组合产生不同的PA饱和水平。 PA效率,所需的漏极电源的供电电流(idd)和PA插入增益和相位也会根据vdd和vin的变化而变化。可以使用各种技术在vdd和| vin |域上来表征PA,其中一些技术在很多文献中都有讨论,产生了如图3所示的图示。在ET分析模拟中,该数据集将用作表征PA行为的静态2-d(二维)查找表(LUT, look-up table)模型。

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    图3

    图3.在所有ET工作条件下测得的(a)PA插入增益,相位;(b)漏极电流和PAE。采用 非常低的平均输出功率(高PAR)的测量波形是为了避免热的影响。

    例如,如果| vin |和vdd瞬间分别为15 V和25 V,则PA插入增益和相位将为14 dB和110°,而PA的效率和漏极电流将分别为58%和4.2 A.

    这种静态测量方法反映了脉冲工作条件下的PA行为比器件的热时间常数更快。因此,由于热负荷,电荷存储等引起的动态与静态行为隔离,导致无记忆的PA模型。通过这种方式,只能将ET系统的动态与PA的动态分开来进行分析。在ET发射机中,使用在图2的DPD块中实现的标准预失真方法来处理PA的动态。

    B.Signal Split(信号分裂)

    经典包络消除和恢复(EER,envelope elimination and restoration)系统将vdd设置为等于信号包络幅度,在较低包络功率水平时将牺牲系统线性度,EM效率和PA增益。在图4(a)中,梯度显示了所有可能的vdd / |vout|组合情况下的PA效率。三条vdd轨迹,表示为T1,T2和T3,实现了不同的调制PA的效率,如表1所示。例如,T1具有较低的最小电压和较大的一阶导数,对必须在更宽的电压动态范围内生成更高的带宽电压波形的EM提出了挑战。图2的信号分离块将x˜数字地变换为α,而EM从该α产生所需的vdd。

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    图4

    图4.(a)三种可能的信号分离轨迹导致PA调制效率的变化。 梯度表明PA效率范围为0%至60%。 (b)考虑漏极电压变化所需的PA输入信号增益和相位调整。 在每个输出电压电平也显示出了相应的漏极电阻。

    图4(a)显示了每条轨迹所需的PA插入增益和相位变化。这些曲线通过信号分割作为传递函数x˜ --> β˜数字地实现,以产生恢复系统线性的vin。这种转换类似于相关文献中使用的无记忆预失真系统。图4(b)还显示了每个轨迹的PA漏极电阻(EM负载电阻)的变化。 T1与漏极电阻的最大一阶导数相关联,因此最困难的动态负载调节是对EM的设计挑战。

    C.Envelope Modulator(包络调制器)

    EM的输出波形vdd中的错误将导致PA输出vout中出现没有被补偿的变化,从而会导致ET系统失真。 EM的设计任务是在许多特性之间实现兼容,包括小信号带宽,大信号压摆率(slew rate),电压范围,负载调节和效率。这些要求会影响以下几个方面:

    • ET系统效率大致定义为ηET=ηEM×ηPA,因此要求高的EM效率;
    • 高ηPA所需要的大电压和电流操作,将会降低ηEM;
    • 带宽,压摆率或负载调节的不足将通过PA转换为vout失真并降低系统线性度。

    EM通常作为高效低带宽开关模式电源(SMPS)实现,同时与高带宽但低效的线性放大器协同工作。增加带宽和转换速率的要求将迫使高带宽线性放大器产生更大部分的输出功率,从而降低EM的效率。使用前面提到的EM要求准确预测EM效率是一项复杂的任务,也不在本文的讨论范围之内。

    D.数字信号处理

    图2的DPD,信号分离和自适应延迟算法旨在通过改变操作条件自适应地补偿非线性和动态效应。下一节中描述的模拟方法可作为算法开发和优化的试验平台。在ET发射机的现实完成实现中,必须使用非理想硬件,有限动态范围和采样率以及有限的计算复杂度来优化这些算法。

    III.系统分析工具

    上一节中使用图2的方框图中的每个组件都在Matlab仿真环境中实现的。标准W-CDMA下行链路信号以20倍过采样率,并且削波至8 dB PAR生成(y˜[n])。可以在这一级上应用DPD,从而产生x˜[n]。紧随着信号分离的是,根据图4(a)中所示的轨迹之一产生α[n]和β˜[n]。 EM和上变频转换器模型将α[n]和β˜[n]转换为vdd(t)和vin(t)。使用由图3的数据形成的2-d(二维)查找表(LUT, look-up table)对PA进行建模。各种非理想性合成以致使vdd(t),vin(t)和z˜ [n]失真。一些非理想因素的示例包括DAC的量化,上变频器的相位不平衡,EM产生的群延迟,PA热记忆效应和ADC路径的频率响应。因此,可以容易地观察到组件非理想性对系统效率,线性度和其他组件的性能的影响。

    使用低通滤波器级联的转换速率(slew-rate )限制器(EM设计中与ET效率直接有相反影响的两个关键限制)对通用EM进行建模。对于各种EM带宽和EM转换速率(slew-rate )的限制,理想的vdd(t)信号分量被该EM模型产生失真,然后使用PA模型与vin(t)信号重新组合。然后使用误差矢量幅度(EVM)和相邻信道功率(ACP)来评估vout(t)信号的线性度。结果发现ACP是限制性指标。图5显示了仅由EM非理想性所引起的ET系统线性度的下降。

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    图5

    图5.给出了两个EM模型,仿真模拟了使用来自图4(a)的轨迹T2的单载波W-CDMA波形的ET系统所输出的功率谱密度。 ACP的恶化仅归因于EM非理想性。 系统的低噪显示为灰色。

    如前一节所述,可以通过以增加EM要求为代价的激进信号分离来提高PA效率。上述方法用于量化使用在图4(a)中显示的三个信号分离轨迹来实现ET系统线性度-45 dBc ACP和-65 dBc ACP(其中EM具有几乎可忽略的系统线性度影响)所需的EM带宽和转换速率性能。由量化,插值和数值精度引起的仿真模拟噪底小于-69 dBc ACP。

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    图6

    图6.仅考虑图4(a)所示的每个信号分离轨迹的vdd路径的失真,满足-45dBc(3GPP最小规格)和-65dBc相邻信道功率所需的EM带宽和转换速率(slew rate)。

    图6总结了每个信号分离轨迹的最终EM的要求,绘制了EM组件行为与ET系统性能之间的明确联系。从系统设计的角度来看,我们看到信号分离加权到高PA效率显然需要更高的EM带宽,压摆率(slew rate)和电压动态范围(而所有的这些要求都会导致EM的效率降低)。如在表I中的总结,这些结果为EM和系统设计人员提供了设计和洞察系统级权衡的起点。

    最初可以使用理想模型设计图2的DSP算法。这种模拟方法允许我们一次一个地重新引入前面提到的非理想特性,来观察它对系统性能的影响,并修改算法。然后可以优化DSP块参数,例如,位数,更新速率和复杂程度,以在保持系统性能的同时降低对处理和内存的要求。

    IV.结论

    总之,本文提出了一种将组件行为转换为系统性能指标的有用方法。 PA动态(记忆效应行为)被分离,允许明确区​​分ET和硬件中不可能出现的PA引起的失真。分析方法的一般步骤是:

    • 测量或模拟PA以获得图3的数据;
    • 绘制可能的信号分离轨迹并确定对PA性能的影响,如图4和表I所示;
    • 使用EM的通用或电路模型模拟每个轨迹的系统性能;
    • 选择最佳轨迹以获得最佳系统效率并设计/优化DSP算法。

    使用这种通用方法可以进行各种分析。在绝非完美的ET系统中仅考虑一种非理想性的能力证明器在开发高效和线性ET发射机方面是有好处的。

    (完)

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