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  • 其原理是在电池充放电回路中放置一个采样电阻R, 电流流经采样电阻产生压差,采样电阻两端电压经过RC滤波电路调理后进入AD采样, 电阻两端电压差除以采样电阻即可得到回路的充放电电流。采样电阻值通常比较低,一般...

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    在电池充放电管理、电池管理保护以及电池电量计应用场合中,一般都会使用到电流采样电阻,进行电池充放电电流的检测。其原理是在电池充放电回路中放置一个采样电阻R, 电流流经采样电阻产生压差,采样电阻两端电压经过RC滤波电路调理后进入AD采样, 电阻两端电压差除以采样电阻即可得到回路的充放电电流。采样电阻值通常比较低,一般不超过1欧,比如20毫欧,但是精度较高,一般都在±1%,同时电阻封装一般选用0805或更大封装,以防电阻额定功率不够而失效。

    不同芯片,采样电阻相对电池的位置有所不同。一般情况下,电池充电芯片的采样电阻在电池高侧,如图1所示;而电量计以及保护芯片的采样电阻则在电池低侧居多,如图2所示。

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    图1 充电芯片采样电阻

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    图2 电量计采样电阻

    由于采样电阻值较小,因此焊料的接触电阻以及器件的引脚电阻就都已经不能忽略,但是这些电阻值无法精确估算,且不同板卡之间可能差异很大,不具有一致性。如果直接从电阻两端读取电压,可能会有很大误差。因此为了保证充电电流检测精度,通常都是采用开尔文接法,如图3所示,直接从电流采样电阻的两个焊盘上引出走线连接到芯片管脚,大电流走线则从焊盘的另外位置引出,电压测试通道和电流主干道分开使用不同的触点,因此,电压测试通道基本没有电流,可以一定程度上排除上述接触电阻等影响,提高测试精度。

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    图3 采样电阻开尔文接法

    由于电流采样电阻上的电压信号相对大电流来说比较微弱,很容易受到干扰,因此,一般都会增加电容进行滤波,如图4所示,其中差模滤波电容必不可少,但是共模滤波电容则视情况可用可不用,如果地平面做的不好,导致各处地电平不一致,共模滤波反而可能导致电阻两端出现压差,影响精度。

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    图4

    进行PCB Layout时总的原则是将阻容等元器件尽量靠近芯片引脚,尤其采样电阻走线尽量短,避免受干扰影响。同时注意大电流回路的电源过孔和地过孔孔径要足够大,且数量足够多,以提供足够的电流承载能力,不产生过大的压降。

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    —END—

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  • 快捷计算ADC按键的电压值,以及转换成8位的ADC值
  • 取样电阻的工作原理一,电流检测电阻的基本原理:根据欧姆定律,当被测电流流过电阻时,电阻两端的电压与电流成正比.当1W的电阻通过的电流为几百毫安时,这种设计是没有问题的.然而如果电流达到10-20A,情况就完全不同,...

    取样电阻的工作原理

    一,电流检测电阻的基本原理:

    根据欧姆定律,当被测电流流过电阻时,电阻两端的电压与电流成正比.当1W的电阻通过的电流为几百毫安时,这种设计是没有问题的.然而如果电流达到10-20A,情况就完全不同,因为在电阻上损耗的功率(P=I2xR)就不容忽视了.我们可以通过降低电阻阻值来降低功率损耗,但电阻两端的电压也会相应降低,所以基于取样分辨率的考虑,电阻的阻值也不允许太低.

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    二,长期稳定性

    对于任何传感器来说,长期稳定性都非常重要.甚至在使用了一些年后,人们都希望还能维持早期的精度.这就意味着电阻材料在寿命周期内一定要抗腐蚀,并且合金成分不能改变.要使测量元件满足这些要求,可以使用同质复合晶体组成的合金,通过退火和稳定处理的生产制程,以达到基本热力学状态.这样的合金的稳定性可以达到ppm/年的数量级,使其能用于标准电阻.

    表面贴装电阻 在140℃下老化1000小时后阻值只有大约-0.2%的轻微漂移,这是由于生产过程中轻微变形而导致的晶格缺损造成的.阻值漂移很大程度上由高温决定,因此在较低的温度下比如+100℃,这种漂移实际是检测不出来的.

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    三,端子连接

    在低阻值电阻中,端子的阻值和温度系数的影响往往是不能忽略的,实际设计中应充分考虑这些因素,可以使用附加的取样端子直接测量金属材料两端的电压.

    由电子束焊接的铜-锰镍铜电阻实际上具有这样低的端子阻值,通过合理的布线可以作为两端子电阻使用而接近四端子连接的性能.但是在设计时一定要注意取样电压的信号连线不能直接连接取样电阻的电流通道上,如果可能的话,最好能够从取样电阻下面连接到电流端子并设计成微带线.

    四,低阻值

    四引线设计推荐用于大电流和低阻值应用.通常的做法使用锰镍铜合金带直接冲压成电阻器,但这不是最好的办法.尽管四引线电阻有利于改进温度特性和热电压,但总阻值有时高出实际阻值2到3倍,这会导致难以接受的功率损耗和温升.此外,电阻材料很难通过螺丝或焊接与铜连接,也会增加接触电阻以及造成更大的损耗.

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     康铜丝电阻 

    说到电流/电压的采样电路,就像上图中万用表中所使用的那样,那么,什么是康铜丝电阻呢?

    简单地说,康铜丝电阻是选用高精密合金丝并经过特殊工艺处理,其阻值低,精度高,温度系数低,具有无电感,高过载能力。

    正是因为康铜丝具备以上这些优良的电气特性,所以它被广泛用于通讯系统,电子整机,自动化控制的电源等回路作限流,均流或取样检测电路连接等。

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    康铜丝具有较低的电阻温度系数,较宽的使用温度范围(500℃以下),加工性能良好,具有良好的焊接性能(这很重要!)。

    此外还有一种新康铜电阻合金,为铜铁基同合金,它具有与康铜一样的电阻率,基本相近似的电阻温度系数,和相同的使用温度。

     锰铜丝电阻 

    锰铜丝电阻和康铜丝电阻一样,同样是选用精密合金丝经过特殊工艺处理,使其阻值低,精度高,温度系数低,稳定性好;具有无电感,高过载能力。

    锰铜丝电阻同样被广泛用于通讯系统,电子整机,自动化控制的电源等回路作限流,均流或取样检测电路连接等。

    看过描述我们发现,貌似锰铜丝和康铜丝其实差不多,二者的电阻率也相差不多。

     采样电阻谁更好? 

    两种电阻的性能用途无本质区别,但如果作为取样电阻更趋向于锰铜丝电阻,它的稳定性较好。

    康铜丝电阻阻值从0.1毫欧至100毫欧之间,功率从1瓦至30瓦,产品精度最高可达0.5%。

    锰铜丝电阻阻值从2毫欧至1欧之间,功率从1瓦至10瓦可选,精度为1%和5%。

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    从这张表中我们得出结论:康铜的电阻温度系数却是锰铜的4倍以上;康铜对铜的热电势比锰铜的参数大20-40倍以上;另外由于康铜的镍含量较高,所以在锡焊时,采用普通助焊剂的情况下,康铜不如锰铜易于焊接。

    总体而言,二者均可用做制造精密电阻的材料,但各有优势:锰铜的精密级别更高;康铜还可用于一定精度的大功率电阻的制造。

     简单采样电路的实现 

    简约而不简单的三个公式:R=U/I;既然是采样电路,那么无非分为两种实际的应用,一种是电流采样,另一种则是电压采样,有时这仅仅是两种不同的叫法而已,实现方式则大同小异,只是特定的应用中,需要得到的量不同罢了。即使这样,根据不同的电路参数和需求,相应的采样电路也可能是大不相同,所以,我们在这里只说采样电阻的应用思路,不再讲那些“枯燥”的电路原理。

    对于普通爱好者来说,可能用到最多的,应该是小电流或者小电压的采样,对于这种电路而言,通俗地说,要想使用采样电阻实现电流或者电压的采样,常用的另外一种重要器件便是带有A/D转换功能的芯片,必要时还需要先将被采样电流或者电压进行放大,这里就用到了运放等功能芯片。

    如下图:

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    是的,基本原理就是这样的,通过将采样电阻串接到电路中,由于采样电阻的阻值非常小,所以基本上不会对原有电路造成影响,因为流过的电流会在采样电阻上形成相应的电压,那么,只要把电路中的电流转换为电压信号,然后用ADC量化转化为相应的数字信号,我们就可以成功得到这个量值,从而实现采样过程。

     AD的差分与单端输入 

    当输入电压变化较大时,差分的两条信号线之间的电压差变化不大,而单端输入的一条线的电压变化时,GND不变,所以电压差变化较大,综上,差分输入比单端输入的抗干扰性强得多。

    另外,差分输入方式还可以有效抑制EMI,这是因为两条信号线极性相反,所以对外辐射的电磁场相互抵消,两条信号线耦合越紧密,泄露到外界的电磁能量就越少。

    -END-

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  • 基于ad采样电路的多路开关量采集装置及其采集方法【技术领域】[0001] 本发明设及多路开关量采集技术。【背景技术】[0002] 现有对按键等开关量采样电路的开关量进行采集的方式大多都是通过CPU的1/ 0口实现,即;一个I...

    基于ad采样电路的多路开关量采集装置及其采集方法

    【技术领域】

    [0001] 本发明设及多路开关量采集技术。

    【背景技术】

    [0002] 现有对按键等开关量采样电路的开关量进行采集的方式大多都是通过CPU的1/ 0口实现,即;一个I/O口实现对一个开关量的采集,该样的电路结构比较简单,开关量状态 采集速度也比较快,实用性较强。但是,往往由于CPU具有固定数量的I/O口,导致所能采 集的开关量的数量受到限制,当需要采集的开关量的数量比较多的时候,如果CPU的I/O数 量不够、没有可拓展空间时,需要外挂一个CPU或者更换更多I/O口的CPU或者增加I/O口 扩容的驱动电路,该些方法不但增加了成本,并且还增加电路板所需要的面积、增加PCB板 的设计难度、也会导致信号相互产生干扰。

    【发明内容】

    [0003]本发明为了解决在现有采集多路开关的电路必须选择多I/O口的CPU或增加I/O口扩容驱动电路导致成本过高、抗干扰能力差的问题,提出了一种基于AD采样电路的多路 开关量采集装置及其采集方法。

    [0004] 基于AD采样电路的多路开关量采集装置包括AD采样电路、电源VCC和N个电阻,N> 1,每个按键均串联一个电阻形成一个按键支路,所有按键支路均并联在AD采样电路的 模拟信号输入端与电源VCC的地之间,所述AD采样电路的模拟信号输入端与电源VCC的正 极之间串联一个阻值为R的电阻,按键Si至按键Sw串联的电阻的电阻值逐渐递减,按键Si 所在的按键支路在按键闭合状态的阻值为Ri,〇

    [0005] 上述基于AD采样电路的多路开关量采集装置的多路开关量采集方法包括:

    [0006]通过AD采样电路采集其模拟信号输入端电压的电压采集步骤;

    [0007]根据电压采样电路获得的电压获得按键电阻值的电阻计算步骤;

    [000引根据电阻计算步骤获得的按键电阻值与按键并联电路结构判定获得某一个按键 或多个按键闭合的状态的按键状态判定步骤。

    [0009]有益效果;本发明在解决增加电路开关量采集数量的时候,并没有采用现有固有 的设计思路去考虑选择更多I/O口的CPU,或者从改变数字电路结构的思路入手,即;本发 明完全擬弃了现有解决同类问题的思路,而是采用采集模拟信号的AD采样电路来实现对 多路开关量的采集。所述AD采样电路是目前非常成熟的技术,即;硬件电路性能稳定可靠, 对应的数据处理技术也是非常成熟的技术,即;对采集获得的电压信号的处理技术也很成 熟,因此采用AD采样电路来实现对多路开关量的采集的装置和方法可靠稳定。

    [0010] 本发明的基本原理是:将每个开关量与一个电阻串联形成开关支路,然后所有开 关支路并联后与一个电阻串联在电源的正负极之间,然后通过AD采样该并联电路的电压, 根据该电压就能够获得并联电路的总体阻值,然后根据该个阻值确定并联电路中的那几条 支路是闭合的,进而达到确定相应的那个几个开关是闭合状态,最终实现对开关量状态的 采集。本发明的要点在于并联电路中每个支路的电阻的选择,进而达到任意一个或者多个 开关被按下时、整个并联电路的阻值是不同的,该只需要根据AD采样电路的分辨率,然后 进行充分的计算即可实现。

    [0011] 本发明所述的装置成本低,可扩展型好,并且,本发明所述的装置如果增加一个开 关量的采集,只需要在电路上增加一个串联电阻即可,硬件改变很少,配合改变计算方法即 可。

    【附图说明】

    [001引图1为本发明所述的一种基于AD采样电路的多路开关量采集装置的电路原理示 意图。

    【具体实施方式】

    【具体实施方式】 [0013] 一、本所述的基于AD采样电路的多路开关量采集装 置包括AD采样电路、电源VCC和N个电阻,N> 1,每个按键均串联一个电阻形成一个按键 支路,所有按键支路均并联在AD采样电路的模拟信号输入端与电源VCC的地之间,所述AD 采样电路的模拟信号输入端与电源VCC的正极之间串联一个阻值为R的电阻,按键Si至按 键Sw串联的电阻的电阻值逐渐递减,按键Si所在的按键支路在按键闭合状态的阻值为R1, 0

    [0014] 本实施方式中,通过AD采样电路对多个按键组合的多种按键状态所获得的节点 电压进行采样,根据AD采样电路的分辨率,将按键Si至按键SW串联的电阻的电阻值设为逐 渐递减,并且保证,任意一个按键被按下、任意多个按键同时被按下获得的并联阻值均不相 同,通过AD采样电路采集其模拟信号输入端电压获得按键电阻值,并根据电阻计算步骤获 得的按键电阻值与按键并联电路结构判定获得某一个按键或多个按键闭合的状态,从而实 现多路开关量采集。

    [0015] 本实施方式所述的多路开关量采集装置能够实现对多路开关量进行采集,并且AD 采样电路的成本较低,计算过程也均为电路常用的计算方法,较传统的开关量采集装置更 具有实用性。

    【具体实施方式】 [0016] 二、本与一所述的基于AD采样电路的 多路开关量采集装置的区别在于,所述N个开关全部按下之后,AD采样电路的模拟电压信 号输入端输入的电压大于AD采样电路的最小分辨电压。

    【具体实施方式】 [0017] S、本与一所述的基于AD采样电路的 多路开关量采集装置的区别在于,第i个按键单独按下的时候,AD采样电路的模拟信号输 入端输入的电压为Vi,则有;Vi与Vi+1的差值大于AD采样电路的最小分辨电压。

    【具体实施方式】 [0018] 二与S所述的方案主要是针对AD采样电路的最小分 辨电压对电路中的电阻值进行设置,W便AD采样电路能够采集到任何按键闭合情况下的 电压值。

    【具体实施方式】 [0019] 四、结合图1说明本,本与具体实施方 式一所述的基于AD采样电路的多路开关量采集装置的区别在于,所述每个按键均并联一 个电容。

    [0020] 本实施方式中增加了电容,能够在按键在关断时减少按键关断的两个触点之间形 成的电弧,同时也能够防止按键触点的接触噪声,使得AD采样电路采样得到的电压值更加 精确。

    【具体实施方式】 [0021] 五、本所述为一所述的基于AD采样电 路的多路开关量采集装置的多路开关量采集方法,所述方法包括:

    [0022] 通过AD采样电路采集其模拟信号输入端电压的电压采集步骤;

    [0023] 根据电压采样电路获得的电压获得按键电阻值的电阻计算步骤;

    [0024] 根据电阻计算步骤获得的按键电阻值与按键并联电路结构判定获得某一个按键 或多个按键闭合的状态的按键状态判定步骤。

    [0025] 本实施方式中,通过AD采样电路采集其模拟信号输入端电压获得按键电阻值,并 根据电阻计算步骤获得的按键电阻值与按键并联电路结构判定获得某一个按键或多个按 键闭合的状态,从而实现多路开关量采集

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  • 1 、著名的Nyquist采样定理尽管大家都知道,但还是提一提。大牛奥本海姆的《信号与系统》中是这样描述的:Let x(t) be a band-limited signal with X(jw) = 0 for |w|> wM. Then x(t) is uniquely determined by ...

    1 、著名的Nyquist采样定理

    尽管大家都知道,但还是提一提。大牛奥本海姆的《信号与系统》中是这样描述的:

    Let x(t) be a band-limited signal with X(jw) = 0 for |w|> wM. Then x(t) is uniquely determined by its samples x(nT),n=1,±1,±2,...,ifws> 2wMwhere ws= 2 pi/T.

    Given these samples, we can reconstruct x(t) by generating a periodic impluse train in which successive impluse have amplitudes that are successive sample values. This impluse train is then processed through an ideal lowpass filter with gain T and cutoff frequency greater than wMand less than ws-wM. The resulting output signal will exactly equal x(t).

    来捋一捋,几个点:

    带宽有限(band-limited) 采样频率大于2倍信号最高频率后可以无失真的恢复出原始信号。

    实际中,信号往往是无线带宽的,如何保证带宽有限?所以,我们在模拟信号输入端要加一个低通滤波器,使信号变成带宽有限,再使用2.5~3倍的最高信号频率进行采样。关于此我们下面将模拟数字转换过程将会看到。

    虽说是不能小于等于2倍,但选2倍是不是很好呢,理论上,选择的采样频率越高,越能无失真的恢复原信号,但采样频率越高,对后端数字系统的处理速度和存储要求也就越高,因此要选择一个折中的值。

    如果后端数字信号处理中的窗口选择过窄,采样率太高,在一个窗口内很难容纳甚至信号的一个周期,这从某方面使得信号无法辨识。

    比如,数字信号处 理的窗口大小为1024个点,采样率为50KHz,则窗口最多容纳1024*(1/50KHz)=20.48ms的信号长度,若信号的一个周期为 30ms>20.48ms,这就使得数字信号的处理窗口没法容纳一个周期信号,解决的办法就是在满足要求的前提下使用减小采样率或增加窗口长度。

    2、 模数转换

    记得有一次参加中科院计算所的实习笔试,里面就有这么一道题:模拟信号转换到数字信号要经历哪两个步骤?还好,早有准备,立刻填上了采样和量化。我们下面就来详细分析下这两个过程,但在分析之前,我们先给出一张整个过程的流图,您可以先想想为什么需要各模块。

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    程控放大器

    我们实际中的模拟信号都是通过传感器采集进来的,做过单片机的人应该熟知DS18B20温度传感器,不好意思,那是数字传感器,也就是说人家做传感器的时候把AD转换也放到传感器里面了。

    但这并不是普遍的情况,因为温度量是模拟信号中最容易测量的量了,而大多数的传感器并没有集成AD转换过 程,如大多数的加速度传感器、震动传感器、声音传感器、电子罗盘,甚至有的GPS(别懵了,GPS也算是一种传感器哦)等,都是模拟输出的。

    而且由于物理 制作的原因,传感器返回的电信号非常微小,一般在几mV(如果是电流,也一般在几mA),这么微弱的信号,如果经过导线或电缆传输很容易就湮灭在噪声中。因此,我们常常见到模拟传感器的输出线都会使用套上一层塑胶的线,叫屏蔽线(如图)。

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    屏蔽线只能保证在信号传输到系统之前受到的干扰最小,但信号仍要经过处理才能为数字系统使用。在模拟信号(尤其是高频信号)的输入端首先要使用 低噪声放大器对信号进行放大,这个放大器有特殊的要求,一定是低噪声,我们已经知道,模拟信号信号已经非常微弱。

    如果放大器还存在一定的噪声,在噪声叠加 之后放大出来的信号可能已经不再是原信号了。既然说到低噪声,那么低噪声是如何衡量的呢?这可以通过放大器噪声系数(NF)来定。

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    噪声系数定义为放大器输入信号与输出信号的信噪比。其物理含义是:信号通过放大器之后,由于放大器产生噪声,使信噪比变坏;信噪比下降的倍数就是噪声系数。噪声系数通常用dB表示。

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    实际中除了考虑低噪声系数外,还要考虑放大器的带宽和频率范围以及最重要的放大增益。由于输入信号的强度可能时变,采用程序可控(程控)的放大增益保证信号能达到满度而又不会出现饱和(实际中要做到这一点还是很难的)。

    低通滤波器

    在Nyquist采样定理中已经提过,要满足采样定理必须要求信号带宽有限,使用大于2倍的最高信号频率采样才能保证信号的不混叠。低通滤波器的一个考虑就是使信号带宽有限,以便于后期的信号采样,这个低通滤波器是硬件实现的。

    另一方面,实际情况中我们也只会对某个频频段的信号感兴趣,低通滤波器的另一个考虑就是滤波得到感兴趣的信号。比如,测量汽车声音信号,其频率大部分在5KHz以下,我们则可以设置低通滤波器的截止频率在7KHz左右。

    程控的实现方法就是使用模拟通道选择芯片(如74VHC4051等)。

    NOTES:

    在采样之前的所有电路实现方案叫信号调理电路。这样,我们就可以根据这个词到处Google/Baidu文献了。

    采样及采样保持

    采样貌似有一套完整的理论,就是《数字信号处理》书中的一堆公式推导,我们这里当然不会那么去说。其实采样最核心的问题就是采样率选择的问题。

    根据实际,选择频率分辨率df 选择做DFT得点数N,因为DFT时域点数和变换后频域点数相同,则采样率可确定,Fs=N*df Fs是否满足Nyquist的采样定理?是,OK,否则增加点数N,重新计算2。

    我们希望df越小越好,但实际上,df越小,N越大,计算量和存储量随之增大。一般取N为为2的整数次幂,不足则在尾端补0。

    这里给出我的一个选择Fs的方案流程图,仅供参考。

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    采样后还有一个重要的操作是采样保持(S/H)操作,采样脉冲采样后无法立刻量化,这个过程要等待很短的一个时间,硬件上一般0.几个us,等待量化器的量化。

    注意,在量化之前,所有的信号都是模拟信号,模拟信号就有很多干扰的问题需要考虑,这里只是从总体上给出我对整个过程的理解。更多细化的方案还需要根据实际信号进行研究。

    量化

    我们可以先直观的看一下量化的过程:

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    量化有个关键的参数,叫量化位数,在所有的AD转换芯片(如AD7606)上都能看到这个关键的参数,常见的有8bit,10bit,12bits,16bit和24bit。

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    如上图,以AD7606为例,AD7606是16bit的AD芯片,量化位数指用16bit来表示连续信号的幅值。因此,考虑AD的测量范围(AD7606有两种:±5V和±10V),则AD分辨率是

    ±5V: (5V-(-5V)) / (2^16) = 152 uV

    ±10V: (10V-(-10V)) / (2^16) = 305 uV

    量化位数越高,AD分辨率越高,习惯上,AD分辨率用常用LSB标示。

    因此,AD7606中对于某个输入模拟电压值,因为存在正负电压,若以0V为中间电压值,范围为±5V时AD转换电压可计算为

    bf581a8da6cb2999d374124f3f4acbd4.png

    AD7606若使用内部参考电压,Vref=2.5V。哦对了,这又出现个参考电压。参考电压与AD量化的实现方式有关,从速度上分串行和并行,串行包括逐次逼近型,并行方式包括并行比较式,如下图(左:串行,右:并行)。AD7606是使用逐次逼近型的方式。

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    AD转换芯片另外两个重要参数是转换时间(转换速率)。并行AD的转换速率比串行的要高。但并行比较的方式中电阻的精度对量化有影响。

    接着,我们还将介绍一个重要的概念:量化噪声。量化噪声对应量化信噪比。

    SNRq= (6.02N + 4.77) dB其中N为量化位数,且不去管这个公式是怎么得到的(详细推导可参考文献[2]),对于

    N=12, SNRq≈ 70dB

    N=16, SNRq≈ 94dB

    从中可以看出:每增加1bit量化位数,SNRq将提高6.02dB,在设计过程中,如果对方有信噪比的要求,则在ADC选型时就要选择合适位数的ADC芯片。

    明显的,并不是量化位数越高越好,量化位数的提高将对成本、转换速度、存储空间与数据吞吐量等众多方面提出更高的要求。同时,我们尽量提高量化噪声的前提是信号的SNR已经比较低了,如果信号的SNR比量化噪声还高,努力提高量化噪声将是舍本求末的做法。

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