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    基于复多相滤波器组的信道化接收机

    来源:华强电子网

    作者:华仔

    浏览:517

    时间:2016-08-10 14:18

    标签:

    摘要:

    基于复多相滤波器组的信道化接收机 李学军,陈建安 (西安电子科技大学 电子工程学院,陕西 西安 710071)   摘 要:本文讨论了多相滤波器实现信道化接收机的原理,并结合复解析滤波器具有负频率分量为零、冲激响应函数实部和虚部有90°相移的特点,给出一种基于复解析滤波器组的信道化接收机的实现方案。最后通过matlab对调幅(am)信号的解调仿真验证了该接收机设计的正确性和可行性。  关键词:软件

    基于复多相滤波器组的信道化接收机 李学军,陈建安 (西安电子科技大学 电子工程学院,陕西 西安 710071)   摘 要:本文讨论了多相滤波器实现信道化接收机的原理,并结合复解析滤波器具有负频率分量为零、冲激响应函数实部和虚部有90°相移的特点,给出一种基于复解析滤波器组的信道化接收机的实现方案。最后通过matlab对调幅(am)信号的解调仿真验证了该接收机设计的正确性和可行性。  关键词:软件无线电;信道化接收机;复解析滤波器;多相滤波;设计 a channel receiver based on complex multiphase filter group li xue-jun,chen jian-an (school of electronic engineering, xidian university, xi"an710071,china)   abstract:the principle of using multiphase filter to realize a channel receiver is discussed,and the features that the negative frequency of complex analytic filter is equal to zero, and impulse response of the filter has 90° phase shift between real part and imaginary part are introduced. then, the realization of a channel receiver based on complex analytic multiphase filter group is presented. finally, the designing correctness and feasibility of the receiver is proved by the simulation of am signal demodulation with matlab.  keywords:software radio;channel receiver;complex filter;multiphase filter;design 一、引言  1992年美国科学家j.mitola首次提出了软件无线电(software radio,swr)的概念和结构体系,指出其核心思想是将a/d、d/a转换器尽可能地靠近射频天线,并将宽带射频信号直接转换为数字信号后再进行相应的处理。依据nyquist抽样定理,a/d转换器的抽样率fs至少等于信号带宽的2倍,为了克服混叠现象 ,一般要进行过采样 , 取 fs2.5b(b为信号的带宽)。通常2~2 000 mhz的射频信号就需要5 ghz的抽样频率,目前的a/d器件无法满足如此高的抽样速率,并且随后产生的高速数据流对于dsp器件的处理速度目前也无法实现。解决的方法之一就是将射频信号分段后再进行抽样,达到降低抽样速率的目的。本文提出了一种采用复解析滤波器实现信道化接收机的方案,并通过matlab程序的仿真验证了其正确性和可行性。 二、复解析带通滤波器  通过对实低通滤波器(如图1所示)进行复数频移,就可以得到一个复解析带通滤波器(如图2所示)。由于没有负频分量,为了保证能量一致,取复解析带通滤波器的幅值为2。   设低通滤波器的频谱函数为    将低通滤波器的中心频率由0移到ωe,即带通滤波器的中心频率为ωe,则复解析带通滤波器冲激响应为    显然h(n)是一复数,其中      根据频域卷积定理以及cos(ωen)和sin(ωen)的幅频特性,可以得到其实部和虚部的频谱函数(如图3所示)。   又因理想的希尔伯特变换器的频谱函数为      对应的冲激响应为     所以有:  理想的带通滤波器,如图3(a)所示,hbp(k)是其冲激响应。  这种复解析滤波器有以下特性:①冲击响应是一复数序列,其实部为偶对称,虚部为奇对称;②负频率分量为0,hr(ω)和hi(ω)在时域有90°的相移;③实部就是带通滤波器hr(k)=hbp(k),其中hbp(k)是一个实序列,正负频率分量左右对称。虚部hi(k)是hbp(k)和希尔伯特变换器冲激响应的卷积hi(k)=hbp(k)*hh(k)。 三、信道化接收机的原理及其实现  传统的单信道接收机在同一时刻只能对所选择的一个信道进行接收解调,其结构固定,功能单一,在整个频带上不能做到同时接收整个频带上的所有信号。我们可以通过d(d>0)个不同的滤波器hk(n)(k=0,1,…,d-1)将整个信道(0~fs/2)均匀分成d个子信道,在同一个输入实信 号x(n)的情况下同时产生 d个输出信号yk(n)(k=0,1,…d-1)。采用这样滤波器组的接收机就是信道化接收机。由于滤波器组的输出信号的带宽仅有fs/d,所以可对yk(n)进行2d倍的抽取,而不影响它的频谱结构,所以有了如图4所示的信道化接收机的结构图。显然这种信道化接收机确实具备了全概率截获的能力,能够满足侦察跳频接收、“猝发”通信以及自适应通信等现代通信的要求,但是其结构很难实现,这是因为很高的抽样频率fs使得滤波器的计算量非常大,不利于实时信号处理。同时,当信道数n很大时,图中的滤波器的阶数也会变得很大,并且每一个信道都有一个滤波器,其实现效率也不高。下面依据图4的原理提出一种基于多相滤波的实现方法。 1.信道的划分

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    信道化接收

           在中频输入端采用信道化方式,即按频率划分若干信道,相当于将一个宽带接收机分解成若干个窄带接收机,可以使其具备窄带接收机的特性,具有更高的灵敏度及动态范围,下面对信道化接收进行理论推导。

           数字信道化主要通过数字信道化滤波器组完成。

           数字滤波器组是指具有一个共同输入,若干个输出端的一组滤波器,如图17所示。图中 K个滤波器的冲激响应,它们有一个共同的输入信号 ,有K个输出信号 。如果这K个滤波器的功能是把宽带信号 均匀分成若干个(K个)子频带信号输出,那么就把这种滤波器叫yk-1(n)做信道化滤波器。

    • 数字滤波器组

           如果设一个原型理想低通滤波器 ​​​​​​​ 的频率响应为:

          则图9中的K个滤波器的冲激响应为:

           由于滤波器组输出的信号  之带宽仅为  ,所以可以对  进行K倍抽取,并不会影响  的频谱结构。抽取后的  实际上已变成低通信号,如图所示。

    抽取后的低通信号

           对信号滤波器组的另一种实现形式就是所谓的低通型实现,如图所示。图中  为式所示的原型低通滤波器。

    • 实信号滤波器组的低通实现

           本振角频率 由式确定:

           它的作用是把图19中的第K个子频带(信道)移至基带(零中频),然后通过后接的低通滤波器  滤出对应的子频带。由于经复本振混频及低通滤波后的信号为复信号,且带宽为  ,故可对该信号进行2D倍抽取。

     ​​​​​​​      以上的这种滤波器组把整个采样频带  划分成若干个并行的信道输出,使信号无论何时何信道出现,均能加以截获,并进行解调分析,所以这种滤波器组信道化处理具备了全概率截获信号的能力。但是,图19所示的这种滤波器组信道化接收机实现起来是比较困难的,尤其是当信道数多,D值很大时,图中的低通滤波器所需的阶数可能会变得非常大,而且每一信道就要配一个这样的滤波器,实现效率非常低,所以,我们要使用一种高效的实现方法,即多相滤波实现法。

           以下我们推导实信号的多相滤波器组信道化处理数字模型。由图19可得,第K路信道的输出为:

           

                       

                       

                       

                       

                       

           :  ,则有:

             代入式得:

           式中,  ,  。

           根据上述推导过程,得到实信号的信道化多相滤波器数学模型如图20所示。

                                                信道化多相滤波器数学模型

           我们用MATLAB软件进行滤波器的设计仿真。原型低通滤波器使用Park-McClellan算法,这种算法利用Remez交换算法和切比雪夫逼近理论来设计滤波器,使实际滤波器的幅频响应最优地拟合理想滤波器的幅频响应,被称之为最优滤波器。又因为其在频域内滤波器呈现等波纹特点,因此为称为等纹波滤波器,MATLAB程序如下所示。

    rp=0.95;rs=55;%rp为通带纹波,rs为阻带衰减。

    dev=[(10^(rp/20)-1)/(10^(rp/20)+1) 10^(-rs/20)];

    [n0,f0,m0,w]=remezord([4.6875 9.375],[1 0],dev,fs);

    %通带宽度为通道宽度的一半,1000/2/128=4.6875;

    b=remez(n0,f0,m0,w)。

           128通道的原型低通滤波器为512阶,其幅频特性仿真如图21

    • ​​​​​​​原型低通滤波器幅频特性
    • 信道化重构

           设有待发射的D个基带信号为  ,信号带宽为  ,现在用相同的采样频率  对其进行采样。首先对其进行D倍内插和滤波,得到的基带谱带宽变为  ,然后分别用移频因子  把基带移至  处,其中  由下式确定。

           把这D个移频信号相加,即可得到发射信号  。实现原理如下图22所示。

    • 信道化信号重构原理(直接频移法)

           信道化信号重构虽然能实现多干扰源信道化的思想,但实际上还是一种多通道并行实现的思路,并未达到结构简化的目的。下面推导基于多相结构的信道化信号重构模型,这种模型计算效率高,易于实现。由图22可得:

                     

                            

                            

           由于  ,令:  ,并定义:

            代入式可得

           即:

           把式(24)代入式(23)可得:

            令:

           令:

           最后得:

           式中,  表示取余数。

           根据上述推导过程,整个信道化信号重构的数字模型如图23所示。

      信道化信号重构数字模型

           由图可见,在该模型中不仅内插器移到了滤波器之后,使大量的运算在低数据率(基带采样率)条件下进行,而且每一支路的滤波器从原先的原型低通滤波器  变为  对应的多相分量  ,其运算量大大减小,图中的DFT可以采用高效算法FFT来实现,能确保实时处理。图24分别为一个2190MHz的连续波信号的经过信道化接收、发射之后的对比图,由图中看出,经过信道化处理后,显著改善了信噪比。

       信道化信号输入输出对比

    相参性

           注释:脉冲之间的初始相位是确定的,第一个相位可能是随机的,但是后续相位是确定的。

           数字射频存储器具有相参存储和转发的特性,这是欺骗式干扰的基础,由于本课题采用信道化的方式接收跟发射,我厂以前储频上是没有做过的,为此,使用MATLAB对信道化接收跟发射系统进行建模仿真,其相参性仿真结果如下图所示,输入信号为1.9GHz连续波,Y轴为输出-输入信号的相位差,X轴为输入信号初始相位,从0-2π范围内选取360个点,从图25中可以看出,初始相位连续变化时,输出-输入相位差始终在106.58±0.02度范围内变化,满足相参性要求。

    相参性仿真

           对相位编码雷达的信道化接收及发射

           相位编码信号是常用的脉压信号形式之一,按相位取值数目可分为二相码和多相码,二相码是研究最广泛的一类相位编码信号。二相码的表达式为

    ​​​​​       式中T为子脉宽宽度,ck为第k个码的取值(1或-1),码长为P,

           其中:

      ​​​​​​​

           还可以写成

    ​​​​​​​

           频谱特性可根据傅里叶变换卷积规则,由式27可求得二相编码频谱

      ​​​​​​​

           式表明二相编码信号频谱主要取决于脉冲频谱U1(f),主要由功率较大的主瓣和一系列功率递减的副瓣组成。相位编码信号经过信道化之后,副瓣由于功率较低,无法通过判决门限而被丢弃,只保留了主瓣频率分量,因此信道化发射的时候,只发射了主瓣频率分量,相对于原始信号来说可能会有信息丢失的情况,对此进行了仿真。

    相位编码雷达信道化输入输出对比

           由上面仿真看出,信道化之后,丢掉了所有副瓣频率分量,但从时域上看,输出信号相位跳变处变得更加圆滑,相位跳变信息得以保留,由于相位编码雷达是一种脉冲压缩体制雷达,回波信号进入雷达接收机后,还要经过匹配滤波器进行脉冲压缩,从宽脉冲变成窄脉冲,使用MATLAB模拟脉压过程,分别对回波信号及信道化后的干扰信号进行脉冲压缩仿真,结果如下图。

    • 位巴克码相位编码信号与干扰信号脉压结果

    • 位弗兰克码相位编码信号与干扰信号脉压结果

           ​​​​​​​从图中看成,无论是二相编码雷达还是四相编码雷达,干扰信号的脉冲压缩处理增益都要低于回波信号的处理增益,经分析这应该是由于信道化滤掉了所有旁瓣分量导致信号能量损失所致。因此,可以通过增加干扰信号的功率弥补这一损失,经计算及仿真,当干扰信号功率比回波信号大3dB的时候,脉冲压缩幅度与回波信号脉冲压缩幅度相当,可以看做有效干扰信号。

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  • 零中频接收机设计

    千次阅读 2018-03-20 08:53:18
    零中频接收机设计摘要 相较传统的超外差接收机,零中频接收机具有体积小,功耗和成本低,以及易于集成特点,正受到越来越广泛关注,本文结合德州仪器(TI)的零中频接收方案(TRF3711),详细分析介绍了零中频...

    零中频接收机设计


    摘要

        相较传统的超外差接收机,零中频接收机具有体积小,功耗和成本低,以及易于集成化的特点,正受到越来越广泛关注,本文结合德州仪器(TI)的零中频接收方案(TRF3711),详细分析介绍了零中频接收机的技术挑战以及解决方案。

    概述

        零中频接收机在几十年前被提出来,工程中经历多次的应用实践,但是多以失败告终,近年来,随着通信系统要求成本更低,功耗更低,面积更小,集成度更高,带宽更大,零中方案能够很好的解决如上问题而被再次提起。

        本文将详细介绍零中频接收机的问题以及设计解决方案,结合 TI 的零中频方案 TRF3711测试结果证明,零中频方案在宽带系统的基站中是可以实现的。

    1、超外差接收机

    1.1 超外差接收机问题

        为了更好理解零中频接收的优势,本节将简单总结超外差接收机的一些设计困难和缺点。

        图一是简单超外差接收机的架构,RF 信号经过 LNA(低噪声放大器)进入混频器,和本振信号混频产生中频信号输出,镜像抑制滤波器滤出混频的镜像信号,中频滤波器滤除带外干扰信号,起到信道选择的作用,图中标示了频谱的搬移过程及每一部分的功能。

        在超外差接收机种最重要的问题是怎样在镜像抑制滤波器和信号选择滤波器的设计上得到平衡,如图一所示,对滤波器而言,当其品质因子和插损确定,中频越高,其对镜像信号的抑制就越好,而对干扰信号的抑制就比较差,相反,如果中频越低,其对镜像信号的抑制就变差,而对干扰信号的抑制就非常理想,由于这个原因,超外差接收机对镜像滤波器和信道滤波器的选择传输函数有非常高的要求,通常会选用声表滤波器(SAW),或者是采用高阶 LC 滤波器,这些都不利于系统的集成化,同时成本也非常高。

        在超外差接收机中,由于镜像抑制滤波器是外置的,LNA 必须驱动 50R 负载,这样还会导致面积和放大器噪声,增益,线性度,功耗的平衡性问题。

        镜像滤波器和选择滤波器的平衡设计也可采用镜像抑制架构,如图二所示的 Hartley(1)和 Weaver(2)拓扑架构,在 A 点和 B 点的输出是相同极性的有用信号和极性相反的镜像信号,这样通过后面的加法器,镜像信号就可以被抵消掉,从而达到简化镜像滤波器的设计,但是这种架构由于相位和幅度不平衡,其镜像信号没有办法完全抑制,如证明(6),镜像抑制比 IIR。

        E指相对的电压幅度差,指相位差,如果 E和 Θ 足够小,式(1)可以简化为(2)。

        这里 Θ 是弧度,如果 E=5%,Θ=5 度,IIR 约为 26dB,如果要达到 60dB 的 IIR,需要 Θ 低于0.1 度,这是非常难以实现的,通常这种架构可以做到 30-40dB 的镜像抑制(7),所以,即使采用这种架构,镜像抑制滤波器和信道选择仍然需要仔细设计。

    图二: Hartley 和 Weaver 镜像抑制架构

    2、零中频接收机

    2.1 零中频接收机架构及优势

        零中频接收机架构如图三,是指 RF 信号(radio frequency)直接转化到零频信号,LPF(低通滤波器)用于近端干扰信号的抑制, 在零中频架构中,在典型的相位/幅度调制中,正交的 I 和 Q 两路信号是必须的,由于两个边带信号包含了不同有用信息,必须在相位上区分。

        相较超外差架构,零中频架构优势:1:没有镜像抑制要求;2:LNA 不需要驱动 50R 负载;3:采用相同 ADC 情况下,带宽是超外差架构的两倍;4:声表滤波器和复杂的 LC 滤波器可以采用简单的低通滤波器替换,从而利于集成芯片设计,如图四,TRF3711 就是采用零中频架构,集成了I/Q 解调器,低频的可调增益放大器以及可调信道选择滤波器,实现了高集成方案。

        既然零中频接收架构如此简单,为什么到目前为止,还没有广泛应用呢?那是因为零中频接收机极易被各种噪声污染,从而影响系统性能,下面将讨论零中频接收架构的挑战。

    2.2 零中频接收机的挑战及解决方案

        零中频接收机到目前为止,还只用于手持设备上,在基站上还没有应用,原因是在零中频架构上,有很多无可避免的噪声源没有办法得到抑制,本文将重点讨论闪烁噪声(1/f),直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次谐波。

    1. 闪烁噪声(1/f)

        闪烁噪声是有源器件固有的噪声,其大小随频率降低而增加,主要集中在低频段,闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰,降低信噪比,在通常的零中频接收机中,增益都放在基带,射频部分(LNA 和解调器)的增益大概在 30dB 左右,所以下变频信号大概会在几十微伏,所以射频输入级(LNA,滤波器等等)的噪声就变得非常重要。

        为了更好理解闪烁噪声,我们可以来分析一个独立的 MOS 管,在输入闪烁噪声和纯热噪声情况下的噪声恶化情况,对一个典型的亚微粒 MOS 管,计算带宽为 1MHz 情况下的闪烁噪声:(3)

    计算从 10Hz 到 200KHz 的带宽内的闪烁噪声如下

    如果只考虑热噪声

        如果考虑闪烁噪声的情况下,噪声增加了 Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差结构中,闪烁噪声将无关紧要,因为信号主要在中频进行放大。

        减少闪烁噪声的方法(3):下变频器后的链路工作在低频,这样可以选择双极性晶体管,从而能够降低闪烁噪声;另外采用高通滤波器和类直流校准也能够抑制低频的噪声。

    2. 直流偏置(DC-offset)

        由于零中频接收机转换带宽信号到零中频,大量的偏置电压会恶化信号,更严重的是,直流偏置信号会使混频后级饱和,如饱和中频放大器,ADC 等。

        为了理解直流偏置的起源和影响,我们可以参照图四的接收通道进行说明。

        如图四(a)所示, 本振口,混频器口,LNA 之间的隔离度不好,Lo(本振信号)可以直接通过 LNA和混频器,我们叫做”本振泄露”, 这种现象是由于芯片内部的电容及基底耦合的,耦合的 Lo 信号经过 LNA 到达混频器,和输入的 Lo 信号混频,叫做”自混频”,这样会在 C 点产生直流成分;近似的情况如(b),从 LNA 出来的信号耦合到混频器的本振输入口,从而产生了直流分量;

        为了保证 ADC 能够采样出射频端口微伏级的电压,通常需要整个链路增益在 100dB 以上,其中25-30dB 的增益来自 LNA 和混频器的贡献。

        基于如上分析,对于自混频产生的直流偏置,我们可以做一个大概的估算,假设混频器的 Lo 输入信号为 0.63Vpp(等同于在 50ohm 系统中的 0dBm),通常情况下是-6dBm--+6dBm,假设隔离度为60dB,所以图五(a),考虑到 30dB 的射频增益,混频器的输出直流信号大概为 10mVpp,在现代通信系统中,在 LNA 输入的有用信号可以低至 30uVrms, 为了能够采样有用信号,需要中频放大70dB 左右,10mV 的直流电压也会放大 70dB,会导致混频器后的基带放大器器件饱和,产生失真,即使基带放大器是理想的放大器,也需要一个超高动态范围的 ADC 才能解决直流偏置问题,而这种动态范围的 ADC 在实际上是不可实现的。

        怎样解决零中频接收机的直流偏置问题呢?最简单的方案是采用交流耦合的方式,比如加一个高通滤波器,然而随机二进制数据的频谱在 DC 会呈现出一个峰值,很多仿真证明,为了不恶化信号,高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的 0.1%, 如果是 GSM信号,其数据速率为 200K,这要要求滤波器的截止频率为 200Hz 左右,这样小的值会导致,1:如果直流偏置变化,其响应会非常慢,2:需要非常大的电容和电阻, 解决的办法是采用在直流附近最小化信号能量的调制方式,比如 UMTS 制式的 BPSK 调制方式。

        另外一种常用的方法是通过算法校准的方式消除直流偏置,如图五所示的架构是 TI(德州仪器)的盲校算法,通过计算 122.88MHz 时钟周期的直流偏置量,每 1.067ms 输入信号实时抵消直流偏置,

    直流累加

    更新直流偏置

    直流偏置更新统计

    直流偏置补偿

        TI 的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV 以内,图六是基于 TRF3711 的实测试结果。

    3. I/Q 不平衡(I/Q imbalance)

        对于大多数相频调制信号,采用零中频架构要求 I/Q 两路信号必须是正交,可以采用射频偏移 90图七(a)度或者 Lo 偏移 90 度度的方式图七(b),偏移 RF 信号需要承担严重的噪声—功率—增益间的平衡,通常采用偏移 Lo 的方式实现正交解调,对于 I/Q 两路信号的相位,幅度不平衡都会导致解调信号的星座图恶化。

     图七 正交生成在 RF(a),Lo(b)

        为了更好理解 I/Q 不平衡对信号的影响,设定输入信号为 Xin(t)=acosῳct+bsinῳct, a 和 b 可以任意为+1 或者-1,假设 I/Q 两路相位是相等的,即:

        和 Ɵ 代表指增益和相位差,输入信号分别乘以 Lo 的两个相位,加上低通滤波器,可以得到如下结果。

        图 8(a),(b)分别在星座图中标示了增益不平衡和相位不平衡的情况,为了更直观的说明 I/Q 不平衡的影响,在时域图进行分析,图(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同,而图(d)是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据,但是相对镜像信号(实中频)而言,边带信号(复中频)的影响非常小。

        虽然相较镜像信号的影响,I/Q 不平衡的影响没有非常显著; 同样需要对 I/Q 不平衡信号做处理,除了在硬件上尽量保证 I/Q 两路信号的幅度一直和相位平衡外,通常会采用算法进行校准,TI(德州仪器)的盲校算法可以校准到近 20dB 的改善 (此处不详细描述具体的算法过程)。

    图九  I/Q 盲校结果

    4. 偶次谐波(even harmonic)

        传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感,而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感,简单举例,传统的高中频方案,设主信号中频为 100MHz,两个干扰信号 f1=110MHz,f2=120MH 在,三次谐波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他们离主信号都很近,而偶次谐波 f1-f2,f1+f2 等都离主信号很远,从而能够非常容易滤除,所以对零中频架构而言,偶次谐波影响就非常严重,通常以 IIP2 来定义偶此谐波,相比奇次谐波,偶次谐波的功率更大,而且不像奇次谐波,,可以通过频率规划来规避它,而偶次谐波可以产生于任何高功率的调制干扰信号,没有办法通过频率规划来避免。如图十示。

        怎样抑制偶次谐波呢?简单的方法就是采用差分 LNA 和混频器,但有两个问题需要注意,首先,天线和双工器都是单端的,所以需要单端到差分的转换,比如加变压器,由于通常其会有几个 dB损耗,会引入几个 dB 的系统噪声,其次,差分的 LNA 需要更高的功耗。

    2.3 TI 零中频方案实现

        TI 发布的零中频接收机 TRF3711,集成了宽带的解调器,中频 PGA,可调带宽滤波器,自适应的直流校准模块,以及 ADC 驱动放大器,配合 TI 的盲校算法,外接 LNA 模块,就可以实现在基站上的应用 (除了 MC-GSM外的应用)。

        图十二,十三,是基于 20MHz OFDM 信号的实测结果,显示 TRF3711 完全能够满足宽带信号的基站应用。

    3、总结
        
        零中频接收机天然具有易集成,低功耗,低成本等特点,但是由于其自身的技术特点,零中频接收机还没有在基站系统中广泛的应用,本文详细分析了零中频接收机的技术难点,以及相应的解决办法,结合 TI 零中频接收机方案 TRF3711 的测试结果,证明了零中频接收机在宽带系统中依然是可是实现的


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     零中频接收机在几十年前被提出来,工程中经历多次的应用实践,但是多以失败告终,近年来,随着通信系统要求成本更低,功耗更低,面积更小,集成度更高,带宽更大,零中方案能够很好的解决如上问题而被再次提起。

        本文将详细介绍零中频接收机的问题以及设计解决方案,结合TI的零中频方案TRF3711测试结果证明,零中频方案在宽带系统的基站中是可以实现的。

     

        1 超外差接收机

        为了更好理解零中频接收的优势,本节将简单总结超外差接收机的一些设计困难和缺点。

         

         

        图一是简单超外差接收机的架构,RF信号经过LNA(低噪声放大器)进入混频器,和本振信号混频产生中频信号输出,镜像抑制滤波器滤出混频的镜像信号,中频滤波器滤除带外干扰信号,起到信道选择的作用,图中标示了频谱的搬移过程及每一部分的功能。

        在超外差接收机种最重要的问题是怎样在镜像抑制滤波器和信号选择滤波器的设计上得到平衡,如图一所示,对滤波器而言,当其品质因子和插损确定,中频越高,其对镜像信号的抑制就越好,而对干扰信号的抑制就比较差,相反,如果中频越低,其对镜像信号的抑制就变差,而对干扰信号的抑制就非常理想,由于这个原因,超外差接收机对镜像滤波器和信道滤波器的选择传输函数有非常高的要求,通常会选用声表滤波器(SAW),或者是采用高阶LC滤波器,这些都不利于系统的集成化,同时成本也非常高。

        在超外差接收机中,由于镜像抑制滤波器是外置的,LNA必须驱动50R负载,这样还会导致面积和放大器噪声,增益,线性度,功耗的平衡性问题。

        镜像滤波器和选择滤波器的平衡设计也可采用镜像抑制架构,如图二所示的HARTley(1)和 Weaver(2)拓扑架构,在A点和B点的输出是相同极性的有用信号和极性相反的镜像信号,这样通过后面的加法器,镜像信号就可以被抵消掉,从而达到简化镜像滤波器的设计,但是这种架构由于相位和幅度不平衡,其镜像信号没有办法完全抑制,如证明(6),镜像抑制比IIR.

         

         

        E指相对的电压幅度差,指相位差,如果 E和θ足够小,式(1)可以简化为(2)。

         

         

        这里θ是弧度,如果E=5%,θ=5度,IIR约为26dB,如果要达到60dB的IIR,需要θ低于0.1度,这是非常难以实现的,通常这种架构可以做到30-40dB的镜像抑制(7),所以,即使采用这种架构,镜像抑制滤波器和信道选择仍然需要仔细设计。

         

         

        图二: Hartley和Weaver镜像抑制架构

        2、零中频接收机

        2.1 零中频接收机架构及优势

        零中频接收机架构如图三,是指RF信号(radio Frequency)直接转化到零频信号,LPF(低通滤波器)用于近端干扰信号的抑制, 在零中频架构中,在典型的相位/幅度调制中,正交的I和Q两路信号是必须的,由于两个边带信号包含了不同有用信息,必须在相位上区分。

        相较超外差架构,零中频架构优势:1:没有镜像抑制要求;2:LNA不需要驱动50R负载;3:采用相同ADC情况下,带宽是超外差架构的两倍;4:声表滤波器和复杂的LC滤波器可以采用简单的低通滤波器替换,从而利于集成芯片设计,如图四,TRF3711就是采用零中频架构,集成了I/Q解调器,低频的可调增益放大器以及可调信道选择滤波器,实现了高集成方案。

        既然零中频接收架构如此简单,为什么到目前为止,还没有广泛应用呢?那是因为零中频接收机极易被各种噪声污染,从而影响系统性能,下面将讨论零中频接收架构的挑战。

         

         

        2.2 零中频接收机的挑战及解决方案

        零中频接收机到目前为止,还只用于手持设备上,在基站上还没有应用,原因是在零中频架构上,有很多无可避免的噪声源没有办法得到抑制,本文将重点讨论闪烁噪声(1/f),直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次谐波。

        2.2. 1 闪烁噪声(1/f)

        闪烁噪声是有源器件固有的噪声,其大小随频率降低而增加,主要集中在低频段,闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰,降低信噪比,在通常的零中频接收机中,增益都放在基带,射频部分(LNA和解调器)的增益大概在30dB左右,所以下变频信号大概会在几十微伏,所以射频输入级(LNA,滤波器等等)的噪声就变得非常重要。

        为了更好理解闪烁噪声,我们可以来分析一个独立的MOS管,在输入闪烁噪声和纯热噪声情况下的噪声恶化情况,对一个典型的亚微粒MOS管,计算带宽为1MHz情况下的闪烁噪声:(3)

         

         

        计算从10Hz到200KHz的带宽内的闪烁噪声如下

         

         

        如果只考虑热噪声

         

         

        如果考虑闪烁噪声的情况下,噪声增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差结构中,闪烁噪声将无关紧要,因为信号主要在中频进行放大。

        减少闪烁噪声的方法(3):下变频器后的链路工作在低频,这样可以选择双极性晶体管,从而能够降低闪烁噪声;另外采用高通滤波器和类直流校准也能够抑制低频的噪声。

        2.2. 2 直流偏置(DC-offset)

        由于零中频接收机转换带宽信号到零中频,大量的偏置电压会恶化信号,更严重的是,直流偏置信号会使混频后级饱和,如饱和中频放大器,ADC等。

         

         

        为了理解直流偏置的起源和影响,我们可以参照图四的接收通道进行说明。

        如图四(a)所示, 本振口,混频器口,LNA之间的隔离度不好,Lo(本振信号)可以直接通过LNA和混频器,我们叫做“本振泄露”, 这种现象是由于芯片内部的电容及基底耦合的,耦合的Lo信号经过LNA到达混频器,和输入的Lo信号混频,叫做“自混频”,这样会在 C 点产生直流成分;近似的情况如(b),从 LNA出来的信号耦合到混频器的本振输入口,从而产生了直流分量;

        为了保证ADC能够采样出射频端口微伏级的电压,通常需要整个链路增益在100dB以上,其中25-30dB的增益来自LNA和混频器的贡献。

        基于如上分析,对于自混频产生的直流偏置,我们可以做一个大概的估算,假设混频器的Lo输入信号为0.63Vpp(等同于在50ohm系统中的0dBm),通常情况下是-6dBm--+6dBm,假设隔离度为60dB,所以图五(a),考虑到30dB的射频增益,混频器的输出直流信号大概为10mVpp,在现代通信系统中,在LNA输入的有用信号可以低至30uVrms, 为了能够采样有用信号,需要中频放大70dB左右,10mV的直流电压也会放大70dB,会导致混频器后的基带放大器器件饱和,产生失真,即使基带放大器是理想的放大器,也需要一个超高动态范围的ADC才能解决直流偏置问题,而这种动态范围的ADC在实际上是不可实现的。

        怎样解决零中频接收机的直流偏置问题呢?最简单的方案是采用交流耦合的方式,比如加一个高通滤波器,然而随机二进制数据的频谱在DC会呈现出一个峰值,很多仿真证明,为了不恶化信号,高通滤波器的频率截止点必须低于数据速率的0.1%, 如果是GSM信号,其数据速率为200K,这要要求滤波器的截止频率为200Hz左右,这样小的值会导致,1:如果直流偏置变化,其响应会非常慢,2:需要非常大的电容电阻, 解决的办法是采用在直流附近最小化信号能量的调制方式,比如UMTS制式的BPSK调制方式。

        另外一种常用的方法是通过算法校准的方式消除直流偏置,如图五所示的架构是TI(德州仪器)的盲校算法,通过计算122.88MHz时钟周期的直流偏置量,每1.067ms输入信号实时抵消直流偏置。

        直流累加

         

         

        更新直流偏置

         

          直流偏置更新统计

         

          直流偏置补偿

         

         

     

         

        TI的盲校算法可以在全温范围内把直流偏置校准到低于+/-5mV以内,图六是基于TRF3711的实测试结果。

         

         

        2.2. 3 I/Q不平衡(I/Q imbalance)

        对于大多数相频调制信号,采用零中频架构要求I/Q两路信号必须是正交,可以采用射频偏移90图七(a)度或者Lo偏移90度度的方式图七(b),偏移RF信号需要承担严重的噪声-功率-增益间的平衡,通常采用偏移Lo的方式实现正交解调,对于I/Q两路信号的相位,幅度不平衡都会导致解调信号的星座图恶化。

         

         

        图七:正交生成在 RF(a),Lo(b)

        为了更好理解I/Q不平衡对信号的影响,设定输入信号为Xin(t)=acosωct+bsinωct, a和b可以任意为+1或者-1,假设I/Q两路相位是相等的,即:

         

         

        和θ代表指增益和相位差,输入信号分别乘以Lo的两个相位,加上低通滤波器,可以得到如下结果。

         

         

        图8(a),(b)分别在星座图中标示了增益不平衡和相位不平衡的情况,为了更直观的说明I/Q不平衡的影响,在时域图进行分析,图(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同,而图(d)是相位不平衡造成了一个通道的部分脉冲数据恶化另一通道的数据,但是相对镜像信号(实中频)而言,边带信号(复中频)的影响非常小。

         

         

        虽然相较镜像信号的影响,I/Q不平衡的影响没有非常显着; 同样需要对I/Q不平衡信号做处理,除了在硬件上尽量保证I/Q两路信号的幅度一直和相位平衡外,通常会采用算法进行校准,TI(德州仪器)的盲校算法可以校准到近20dB的改善 (此处不详细描述具体的算法过程)。

         

         

        图九:I/Q 盲校结果

        2.2. 4 偶次谐波(even harmonIC)

        传统的超外差架构对只是对奇次谐波敏感,而零中频接收机则对偶次谐波非常敏感,简单举例,传统的高中频方案,设主信号中频为100MHz,两个干扰信号f1=110MHz,f2=120MH 在,三次谐波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他们离主信号都很近,而偶次谐波f1-f2,f1+f2等都离主信号很远,从而能够非常容易滤除,所以对零中频架构而言,偶次谐波影响就非常严重,通常以IIP2来定义偶此谐波,相比奇次谐波,偶次谐波的功率更大,而且不像奇次谐波,可以通过频率规划来规避它,而偶次谐波可以产生于任何高功率的调制干扰信号,没有办法通过频率规划来避免。如图十示。

        怎样抑制偶次谐波呢?简单的方法就是采用差分LNA和混频器,但有两个问题需要注意,首先,天线和双工器都是单端的,所以需要单端到差分的转换,比如加变压器,由于通常其会有几个dB损耗,会引入几个dB的系统噪声,其次,差分的LNA需要更高的功耗。

         

         

        2.3 TI 零中频方案实现

        TI发布的零中频接收机TRF3711,集成了宽带的解调器,中频PGA,可调带宽滤波器,自适应的直流校准模块,以及ADC驱动放大器,配合TI的盲校算法,外接LNA模块,就可以实现在基站上的应用 (除了MC-GSM外的应用)。

         

         

        图十二,十三,是基于20MHz OFDM信号的实测结果,显示TRF3711完全能够满足宽带信号的基站应用。

         

         

         

        3、总结

        零中频接收机天然具有易集成,低功耗,低成本等特点,但是由于其自身的技术特点,零中频接收机还没有在基站系统中广泛的应用,本方案详细分析了零中频接收机的技术难点,以及相应的解决办法,结合TI零中频接收机方案TRF3711的测试结果,证明了零中频接收机在宽带系统中依然是可是实现的。


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