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  • 从该器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑,通过改变器件结构参数和物理参数(长度、面积、掺杂浓度、激励源等),模拟研究了不同激励源及不同负载情况下DBD特性的变化情况。结果表明:上升时间对于...
  • 提出用带有半导体光学放大器的塞纳克干涉仪开关...这种开关结构简单,开关速度不受半导体载流子恢复时间限制.输入数据的脉宽1.5ps被变换成2.4~18.1ps.在1539nm输入数据波长变换为可调谐波长,带宽为15nm(1550~1565nm).
  • 从该器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑,通过改变器件结构参数和物理参数(长度、面积、掺杂浓度、激励源等),模拟研究了不同激励源及不同负载情况下DBD特性的变化情况。结果表明:上升时间对于...

    分析了延迟击穿二极管——L1N4148WST1G(DBD,delayedbreakdowndiode)的物理机理。从该器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑,通过改变器件结构参数和物理参数(长度、面积、掺杂浓度、激励源等),模拟研究了不同激励源及不同负载情况下DBD特性的变化情况。结果表明:上升时间对于面积和负载电阻均存在极小值,设计时面积和负载电阻应该选取该极值点对应的最佳值。n区长度存在最佳值,理论上应为器件加载在所需临界击穿电压值而且刚好处于穿通状态时的长度值;p+ 区和n+ 区的长度没有太大的影响,但应稍大于各自的穿通长度,浓度则尽量高;n区掺杂浓度越低越好,对激励源要求电流稍高于临界条件即可。
      随着现代超宽带(UWB)系统的发展,短脉冲功率发生器在高压脉冲功率和脉冲电晕等离子体技术等领域的应用日益广泛。对任何短脉冲功率发生器来说,超快脉冲开关都是核心部件,也是其性能好坏的关键因素。
      这些开关应具有纳秒、亚纳秒开关能力,高重复率、高效率以及高开关时间稳定性(低抖动)等特点。常用的火花隙开关具有低损耗、高控制电压能力以及大开关电流等优点,但其电极寿命很短,脉冲重复率低且多开关同步系统很复杂。激光控制的光导开关抖动低,但寿命有限,且价格昂贵。
      Grekhov等人基于半导体pn结在高偏压下的新效应设计了两类元件,较好地满足了上述超快脉冲功率开关的需求。第一类是基于pn结在高偏压下的超快电压恢复效应而设计的短路开关器件DSRD(driftsteprecoverydevices),该器件在功率放大器中用作开关元件(SOS,semiconductoropeningswitch),利用该开关元件设计的固态调制器可产生脉冲长度38ns,脉冲功率50MW1GW 级,电压50kV1MV,脉冲重复频率达几kHz的脉冲。第二类器件为DBD,或者是SAS(siliconavalancheshaper),是基于半导体PN结超快可逆延迟击穿效应而设计的,它被认为是过压火花隙开关的替代。采用这类器件的调制器是基于附加的脉冲峰化作用,SOS在DBD两端产生一个电压上升率极大的负电压,在这种电压源激励下,电流将在不到1ns的时间内通过DBD切换到负载。该类调制器能产生幅值几百kV,上升时间小于1ns,峰值功率达1GW,长度12ns的脉冲。
      在超高功率短脉冲研究方面,俄罗斯电物所开展了大量的研究工作[3],美国空军武器研究实验室等也开展了这方面的工作。国内西北核技术研究所和中科院电工所也有相关的工作[6].本文从器件物理角度出发,对DBD进行了器件结构建模和仿真,获得了DBD最佳参数的确定方法,并提出了输出脉冲上升时间对负载和器件面积均存在极小值的观点。
      1 延迟击穿开关物理机制
      半导体二极管延迟击穿效应由I.V.Grekhov等人发现。当某种结构(如p+nn+)的硅二极管两端快速加压到超过静态击穿电压时,器件在快速击穿前有几ns的延迟。当雪崩电离波以快于载流子饱和漂移的速度扫过本征材料区时,就会发生ps级击穿,工作原理简述如下。
      对图1所示的半导体(硅材料)pn结二极管,其p+n结的静态击穿电压为:
      (1)
      式中:Ec为碰撞电离的临界电场强度;NA为p+ 区掺杂浓度,NA=1019cm-3;ND为n区掺杂浓度,ND=1014cm-3;ε为材料介电常数;q为电子电荷。
      通过求解泊松方程,可以得到在常幅度电流密度J0反向施加于上述二极管时空间电荷区(SCR,space-chargeregion)中电场强度随时间的变化。SCR中时变电场值与临界击穿场强Ec值相交叉的点随时间向nn+ 结移动。通过简单的分析可以得到,当电流密度J0为常数时,该交叉点的移动速度:
      (3)式表明:有可能产生一个速度比饱和漂移速度更快的雪崩电离波前,且可以把该波前看成是通过n区传播的电离波,并由此产生高电导的电子空穴等离子体。如果驱动二极管的电流足够大,以致电场增大的速度高于由于电离碰撞引起的载流子产生所导致的电场减小的速度,那么在SCR中就会产生E>Ec的区域,从而导致延迟击穿效应。
      从前面所述的延迟击穿开关物理机制可看出,产生延迟击穿雪崩电离波的必要条件是:
      式中:vs是载流子饱和漂移速度。
      从(1)式可以看到,器件n区的掺杂浓度取决于所需雪崩击穿电压值VBR,对脉冲功率技术应用来说,VBR越大越好,所以ND越低越好。如果取ND=1014cm-3,vs=1.0×107cm/s,可得Jmin=160A/cm2,所以要求外加反偏电压所产生的电流密度至少大于160A/cm2.我们知道,在雪崩击穿前,SCR中只有位移电流,对于具有常值dV/dt的外加脉冲来说,它在SCR区中产生的位移电流:
      式中:VA是加于二极管的电压;Vbi为内建电势(一般为0.5~0.8V)。对图1所示器件,若dVA/dt≥4kV/ns,VA=4kV(代入公式(5)时取负值,因为其正极加在n端,见图1),利用公式(5)可算得Jd=183A/cm2,满足发生雪崩的必要条件式(4)。
      2 DBD器件仿真结果及分析
      本文通过求解一组耦合、刚性、非线性方程组,并根据实际情况选择相关物理模型(迁移率、产生复合等),获得关键半导体器件的宏观行为。重点对具有不同结构参数和物理参数的DBD器件在不同激励源下的延迟击穿效应进行了仿真,研究了不同参数对延迟击穿半导体开关二极管开关特性(上升时间、脉冲宽度)的影响。仿真的器件结构和简化电路模型如图1所示,器件面积为0.01cm2,p+ 区掺杂浓度NA=1019cm-3,n+ 区掺杂浓度ND=1019cm-3,负载R=50Ω。激励源具有常dV/dt上升沿的波,如图2所示,幅度为2.3kV,选择该波形是便于理论分析。
      图1 延迟击穿二极管结构和模拟简化电路
      图1 延迟击穿二极管结构和模拟简化电路
      图2中带三角符号的实线表示峰值为2.3kV的输入驱动脉冲,刚开始有一个小的前脉冲,然后有一个小的上升,最后是较快的上升,上升沿时间为300ps.另一条曲线表示50Ω负载的电压,即锐化后的输出脉冲,从470V到峰值2.18kV处上升时间为90ps.可见DBD器件能有效地阻止前脉冲和慢的上升,在峰值电压处击穿(关闭)很快。
      图2 典型输入电压和输出电压波形
      图2 典型输入电压和输出电压波形
      图3和图4分别表示DBD输出与其横截面积及负载电阻的关系。Focia等人认为,器件面积依赖于所需的功率控制能力,对输出负载却没有提到。从仿真结果看,并不完全是这样。从图3、图4可以看出,在一定面积或负载电阻R 范围内,输出电压幅度几乎不变,上升时间则差不多单调上升;在该范围低端,当面积或负载电阻减小时输出幅度单调下降,但上升时间却存在极小值。这是因为在上述范围内,截面积增加,则通过负载的电流增加,从而输出幅度变大,但加在负载上的电压的增加必然导致DBD两端电位的下降,从而使雪崩电流减少,进而导致输出电压减小,综合结果是输出幅度几乎不变,这可以认为类似于负反馈情形。上升时间方面,随着R 或面积的增加,DBD两端电压的加载速率dV/dt下降,因而上升时间增加。在上述范围内,负载电阻改变时情形也一样。在上述范围以外,当面积减小时,由于雪崩产生的等离子体数量有限,雪崩电流减小,因而输出幅度减小;R 减小时,电路中电流增加,DBD电压下降,导致输出幅度减小。上升时间方面,情况比较复杂,不同R 时输入电压DBD端电压波形如图5所示,从图5可以看出,R 两端的电压上升时间决定于DBD端电压的下降时间。随着R 的减小,从图4可以得到,DBD端电压下降时间(即R 两端的电压上升时间)在R=40Ω处存在极值。因为,随着R 的进一步减小,处于雪崩状态的DBD电阻相对变大,这样DBD上的压降最小值(对应于R 上的最大值)增大,因此下降变化率减小,上升时间反而增加,故上升时间在R=40Ω处出现极值。面积减小时的情形也很类似。
      图3 电压峰值及上升时间与其横截面积的关系
      图3 电压峰值及上升时间与其横截面积的关系
      图4 电压峰值及上升时间与负载电阻的关系
      图4 电压峰值及上升时间与负载电阻的关系
      图5 输入电压及不同负载时的DBD端电压波形
      图5 输入电压及不同负载时的DBD端电压波形
      图6表示DBD输出随n区长度的变化。从结果看,输出电压峰值对n区长度变化存在极大值,而上升时间对n区长度变化也存在极小值,且这两个极值所对应的n区长度差不多。该值约等于器件在临界击穿时其SCR区(正好处于穿通状态时)的长度值。长度低于该值,则临界击穿电压下降,输出峰值降低,上升时间增加;长度大于该值,则雪崩区域增大,漂移时间增加,达到峰值所需时间增加,输出幅度下降。
      图6 电压峰值及上升时间随n区长度的变化
      图6 电压峰值及上升时间随n区长度的变化
      图7表示DBD输出随激励源dVA/dt变化的情况,可以看出,当dVA/dt小于由式(4)和式(5)所确定的临界值(对图1所示的器件),则输出电压为其静态击穿值,上升时间为输入信号上升时间;当dVA/dt超过其发生延迟击穿的临界值后,输出幅度急剧增加,上升时间急剧减小,但变化很快趋于平缓。这是因为随着dVA/dt的增加,雪崩击穿电流增加,这样加在负载电阻上的电压增加,从而加在DBD两端的电压下降,这必然导致雪崩电离率下降而致使电流下降,二者综合结果便会出现平衡的结局,所以并不是dVA/dt越大越好。
      图7电压峰值及上升时间随激励源dVA/dt的变化
      图7电压峰值及上升时间随激励源dVA/dt的变化
      3 结 论
      从DBD作为半导体开关器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑,器件面积、负载电阻、n区长度及其掺杂以及激励源等因素,均对DBD器件性能有很大的影响。上升时间对于面积和负载电阻均存在极小值,由于上升时间是关键指标之一,因此进行面积和负载电阻设计时应该选取该极值点,由于延迟击穿过程具有强烈的非线性,该极值点只能由仿真获得。其他方面,n区长度存在最佳值,理论上应为器件加载在所需临界击穿电压值而刚好处于穿通状态的长度值,当然最好以仿真结果为准;n区浓度越低越好,因为浓度越低,击穿电压越高。输出激励源应适当高于满足式(4)所需的dVA/dt值,但不是越高越好,因为dVA/dt越高对前级的要求越高,然而产生的效果却没有多大变化。至于p+ 区和n+ 区的长度,没有太大的影响,当然应大于其各自的穿通长度,浓度则尽量高。

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  • 从该器件在负载上的输出脉冲幅度及上升时间两方面综合考虑,通过改变器件结构参数和物理参数(长度、面积、掺杂浓度、激励源等),模拟研究了不同激励源及不同负载情况下DBD特性的变化情况。结果表明:上升时间对于...
  • 如果晶片有缺陷或封装的设备发生故障,这将推动可靠性测试和建模在生产过程中进一步上游化,以减少时间、生产能力、金钱和材料损失。在面对要在测试较高I/O数量的情况下节省成本的难题时,很多可靠性工程师会发现...

          对于集成电路制造商来说,随着设计规模不断演变,几何形状不断缩小以及新材料的使用,晶圆级可靠性测试变得比过去更加重要。如果晶片有缺陷或封装的设备发生故障,这将推动可靠性测试和建模在生产过程中进一步上游化,以减少时间、生产能力、金钱和材料损失。在面对要在测试较高I/O数量的情况下节省成本的难题时,很多可靠性工程师会发现他们无法采用传统的开关解决方案来解决这个问题,而是倾向于选择模块化的灵活的解决方案通过扩展来满足他们的需求。 

    ​      模块化PXI和LXI开关解决方案被用于各种级别的半导体测试中,包括封装级和晶圆级测试,开路和短路,电容,瞬态电荷捕获的I/V测试和SCPT(单电荷脉冲陷阱)。 

    我们用于半导体测试的开关解决方案具有以下特点:

    • 高保真连接 —— 仪器级舌簧继电器 适合低路径电阻,可重复连接

    • 多条模拟总线 —— 并行测试以提高通量

    • 高继电器闭合次数 —— 多个测试点接地进行I/V测试

    • 能够将测试序列加载 进单元中,并且采用触发进行过渡测试,减少测试时间

    • 高动作速度 —— 当采用基于舌簧继电器 的矩阵

    • 方便创建开关路由 —— 使用我们的软件工具 Switch Path Manager信号路由软件

    • 模块化设计 —— 便于扩展和维护

    下面列出了我们的半导体测试模块化开关解决方案的一些示例。

    ① 高密度LXI舌簧继电器矩阵——65-221系列

    • 模块化矩阵设计,具有4条Y轴连接

    • 用户可通过插入额外的卡自行配置X轴的尺寸,最多允许6144个节点

    • 十二或六条模拟总线

    • 采用最高品质的钌合金舌簧继电器实现在低平或高开关速度下最高的稳定性

    • 内置带有触发功能的扫描列表序列存储

    • 可被我们的诊断检测工具所支持:

      • BIRST™ —— 内置继电器自诊断

      • eBIRST™ 开关系统检测工具

     

     

    ② 高密度单刀LXI矩阵模块——60-553系列

    • 单刀高密度矩阵,最多可具有4096个节点

    • 两条模拟总线

    • 矩阵尺寸从256×4到1024×4

    • 可同时闭合的节点数量最多1027个

    • 开关电压最高150VDC/100VAC,功率最大60W

    • 开关电流最大2A

    • 可被我们的诊断检测工具所支持

      • BIRST™ —— 内置继电器自诊断

      • eBIRST™ 开关系统检测工具

     

     

    ③ BRIC超高密度PXI矩阵开关——40-558系列

    • 超高密度0.5A矩阵,每个模块最多具有6,144个节点 

    • 集成的PXI模块带有内置的高性能屏蔽模拟总线

    • 自动隔离继电器开关最大程度提高带宽和矩阵可靠性

    • 采用高可靠性的钌合金舌簧继电器最大程度提高性能

    • 有几种模拟总线的规格可供选择C:6、8、12 和 16 刀带有双模拟总线的配置可供选择

    • 3U PXI模块具有2、4 和 8-槽三种类型

    • 可被我们的诊断检测工具所支持:

      • BIRST™ —— 内置继电器自诊断

      • eBIRST™ 开关系统检测工具

     


    ④ 高密度单槽PXI矩阵开关——40-584系列

    • 高密度单槽3U PXI 2A矩阵具有256个节点

    • 128x2、64x4、32x8 和 16x16 几种尺寸可供选择

    • 热切换或冷切换的最大电流为2A

    • 开关电压最高300VDC/250VAC,功率最大60W

    • 采用镀金触点的电磁继电器

    • 可被我们的诊断测试工具所支持:

      • BIRST™ —— 内置继电器自诊断

      • eBIRST™ 开关系统检测工具


    ⑤ 高密度单槽PXI舌簧继电器模块——40-54x系列

    • 最高密度的单槽3U PXI舌簧继电器矩阵模块,具有528个节点

    • 采用部分填充的配置,最大程度地减少了成本 —— 该系列所有型号都采用这种配置

    • 开关电压最高150V,电流最大0.5A,功率最大10W

    • 操作速度快,<300ms

    • 可被我们的eBIRST开关系统检测工具所支持

     

     

    我们都多种基于PXI、PCI、LXI的开关模块,我们的产品可以使您的测试变得更加高效、低成本如果您想了解更多关于用于半导体测试的开关解决方案或任何其他开关、仿真或线缆解决方案的问题,请随时与我们联系~~~

     

    关于虹科测试测量

    虹科是一家在测试测量行业经验超过10年的高科技公司,虹科与世界知名的测量行业巨头公司Marvin Test以及Pickering Interface合作多年,提供领域内顶尖水平的基于PXI/PXIe/PCI/LXI平台的多种功能模块,以及自动化测试软件平台和测试系统。事业部所有成员都受过国内外专业培训,并获得专业资格认证,所有工程师平均5年+技术经验和水平一致赢得客户极好口碑。我们积极参与行业协会的工作,为推广先进技术的普及做出了重要贡献。至今,虹科已经为全国用户提供了100+不同的解决方案和项目,并且获得了行业内用户极好口碑。

     

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  • 飞兆半导体公司 (Fairchild Semiconductor) 的高集成度绿色Green FPS功率开关FSFR2100能够在电信电源、高端音频放大器、大型激光打印机和LCD及PDP TV电源等谐振转换器设计中,提高效率和系统可靠性,并缩短宝贵的...
  • 当控制脉冲宽度超过半导体光放大器的渡越时间时,即使时延量大于两倍的半导体光放大器渡越时间,峰值开关比也出现恶化.因此当控制脉冲和信号脉冲反向传播高速工作时,控制脉冲应尽可能窄,且时延量必须大于两倍的半导体...
  • 飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor)推出高集成度绿色Green FPS功率开关FSFR2100。FSFR2100能够在电信电源、高端音频放大器、大型激光打印机和LCD及PDP-TV电源等谐振转换器设计中,提高效率和系统可靠性,并...
  • 飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor)响应客户对能够降低离线电源的待机功耗并简化设计的解决方案的需求,开发出业界唯一一款在内置650V耐雪崩SenseFET中集成漏电流感测功能的功率开关,该器件能够通过将过流...
  •  飞兆半导体公司 (Fairchild Semiconductor) 针对便携式电池供电应用的 IntelliMAX:trade_mark: 系列集成低功率负载开关,荣获《电子设计技术》杂志 (EDN China) 首届年度创新奖功率器件和模块类别的优胜奖。...
  •  随着5G等高速数据通信系统的出现,时间和噪音的要求变得非常极端。  为了解决一个小的形式的有效和可靠的电力输送问题,电源设计人员使用开关模式电源(SMPS),并使用回飞拓扑。这种拓扑结构,适用于高达150瓦的

      由于所有的电子系统都需要某种能量,所以电力供应的特点和理解是很好的。然而,由于移动设备到线路驱动的硬件的应用越来越小、效率更高、可靠性更高、功率更大,电源设计和选择仍在挑战工程师。

      随着5G等高速数据通信系统的出现,时间和噪音的要求变得非常极端。

      为了解决一个小的形式的有效和可靠的电力输送问题,电源设计人员使用开关模式电源(SMPS),并使用回飞拓扑。这种拓扑结构,适用于高达150瓦的功率级,提供小尺寸和低成本的低组件设计。它还提供输入/输出隔离和良好的效率。

      本文将对开关电源的操作进行探讨,并简要探讨电力供应的制造与购买决策过程。它还将研究一个利用flyback拓扑的单一输出供应的设计,并使用现成的部件和组件提供一个示例设计。


      开关模式电源

      一个smp或切换器是一个电源,它使用一个开关调节器来保持一个交流或直流电源的稳定输出电压。开关调节器使用一个或多个半导体器件,如双极结晶体管、MOSFET或IGBT在“On”和“Off”状态之间切换以维持输出电压调节。这些装置可以在固定的频率和可变的工作周期内固定的时间和可变频率操作。高效率的结果来自于开关设备的低功耗,当它是“On”或“Off”时。只有在状态之间的转换过程中,设备才会消耗能量。另外,由于开关频率一般在几十千赫,变压器、电感器和电容可以小得多,从而提供高容量的效率。

      电磁干扰(EMI)的潜力抵消了smp的优点。这是由于切换瞬态,可以通过仔细的组件选择、布局和屏蔽来改善。因此,smp的优点远远超过了它的缺点,使其成为最常用的电源,而线性的供应只被降级为最敏感的电子应用程序。


      smp拓扑

      smp可以在多种电路设计或拓扑结构中实现。有十几种常用的拓扑结构(表1)。

      

      表1:最常用的10个开关电源拓扑结构(数据源:凯利讯半导体电子)

      回程拓扑

      flyback转换器是最常用的SMPS电路(图1)。

      使用一个MOSFET开关和一个回飞变压器的反激变换器的功能图。

      

      图1:使用一个MOSFET开关和一个回飞变压器的反激变换器的功能图。(图片来源:凯利讯半导体电子)

      flyback拓扑的主要优点是它的简单性。在任何给定的功率级别,它都具有SMPS拓扑的最低组件计数。电源可由直流电源或交流电源供电。当配置为从交流线路(mains)操作时,线路通常是全波整流。输入源(Vi)为DC。

      电路的核心是回飞变压器。与传统的变压器绕组不同,回扫变压器的主绕组和二次绕组不同时携带电流。这是由于绕组相位被反转,由绕组上的点表示法和次级侧的串联二极管所指示的。

      flyback变压器的使用提供了几个好处。第一,供应的主要和次要方面是电隔离的。隔离降低了从主侧的瞬态耦合,消除了接地回路,并在供应的输出极性中提供了更大的灵活性。

      变压器允许在供应中产生多个输出电压。在变压器中增加每个电压的附加绕组。规则只基于单个输出,而次要输出通常在本地进行管理。

      电路操作从打开开关(如MOSFET)开始(图2)。

      显示原理波形的flyback供应操作示意图。

      

      图2:在两种操作模式下,flyback供应的操作显示了每个操作模式的原理波形。(图片来源:凯利讯半导体电子)

      当开关打开时,VDRAIN接近零电压,电流,IP,流过变压器的主绕组。能量存储在变压器的磁化电感中。电流随时间线性增加。在二次侧,串联二极管反向偏置,在第二端没有电流流动。储存在输出电容器中的能量供应电流到输出。

      当MOSFET开关关闭时,变压器的能量通过二极管输出到输出电容和输出负载。次级电流以高值开始,并线性下降。如果二次电流在开关再次开启前降至零,则供应被称为不连续电流模式(DCM)供应。如果二次电流不降为零,则供应称为连续电流模式(CCM)供应。由于电感器中储存的能量在每个开关周期内完全放电,DCM的供应可以使用较小的变压器。此外,供应一般更稳定,产生的电磁干扰更低。

      当开关关闭并被输入夹或“阻尼器”电路吸收时,变压器的漏电感流中存储的能量,其作用是保护半导体开关不受高电感电压的影响。只有在开关在“ON”和“OFF”状态之间的转换(图3)中,Power才会被耗散。

      测量在MOSFET开关上显示电压和电流波形的回扫电源的图像。

      

    图3:在MOSFET开关上显示电压和电流波形,以及瞬时功耗的测量。(图片来源:凯利讯半导体电子)

      图3中最上面的轨迹是在一个flyback电源的MOSFET开关上的电压。彩色叠加显示了MOSFET的状态。蓝色覆盖表示设备正在进行,而红色区域表示设备已关闭。中心跟踪是设备的电流。底部的轨迹显示了所计算的瞬时功率,即应用电压和合成电流的乘积。观察在切换转换过程中,功耗是最重要的。跟踪显示器下面的读数显示(左至右):关闭状态下的电源损耗,在关闭状态下的传导,关闭状态,以及所有区域的和功率损耗。


      控制器/监管机构

      切换装置,例如图中的MOSFET(图2),是由控制器或开关模式调节器驱动的。在大多数情况下,控制器将脉冲宽度调制(PWM)波形应用于开关的控制元件,对于mosfet是门。电源的输出被耦合回控制器,它改变了栅极驱动信号的工作周期,以保持恒定的输出电压。这样,控制器就形成了一个关于反激变换器的闭环控制系统。

      控制器还可以处理一些辅助功能,比如保护电源不受过载、过电压或低线路条件的影响。它还可以管理供应的启动,以确保一个良好控制的('软')启动,最小化初始电流和电压瞬变。


      smp设计

      一些半导体元件供应商提供设计工具来帮助设计开关电源,例如来自德州仪器的WEBENCH power Designer(图4)。

      德州仪器WEBENCH电源设计中心图像。

      

      图4:德州仪器WEBENCH Power Design Center的第一页显示了一个25瓦5伏的反力电源的SMPS设计的基本规范。(图片来源:凯利讯半导体电子)

      设计开始于用户输入电源电压范围、期望输出电压和电流。在这种情况下,理想的设计是5伏特,5安培的电源,从AC和一个孤立的拓扑。对于更复杂的多输出设备,有一个高级的Power Architect设计工具。

      从这一点开始,软件启动了一系列的设计,并提示用户选择控制器。用户可以查看每一个设计,以查看图纸、物料清单(BOM)的成本、效率和十几个相关的电路规格。

      在本例中,选择了德州仪器UCC28740反激变换器,并显示了设计原理图(图5)。

      采用光学隔离反馈的25瓦AC smp的原理图。

      

      图5:由WEBENCH提出的基于光学隔离反馈的25瓦AC smp的示意图。(图片来源:凯利讯半导体电子)


      指向示意图上的任何组件都将提供一个详细的部分描述和选择另一个组件的机会。控制器(U1)通过一个CEL ps2811 -1- f3 -一个光隔离器接收来自输出的反馈。这种反馈方法维持电路的主要和次要部分之间的电气隔离。控制器提供PWM驱动信号到电源开关M1,STMicroelectronics ' STB21N90K5 900伏特,18.5 amp, MOSFET。设计工具还可以帮助选择或设计回飞变压器。

      设计总结页面提供了关键设计元素的概述(图6)。

      设计总结的图像整合了建议设计的所有元素。

      

      图6:设计汇总整合了建议设计的所有元素。(图片来源:凯利讯半导体电子)

      优化器优化部分允许用户优化设计,以获得最小的BOM成本、最小的内存占用,或者最高的效率。通过使用这个工具,没有经验的设计师可以通过查看多个设计来获得经验,并看到影响组件的变化产生。


      使或购买?

      毫无疑问,除非工程师有SMPSs的经验,否则将会有学习曲线。如果时间对市场是一个大问题,那么最好是购买一个标准的供应或合同的一个定制电源设计。有时间和技术人员,特别是如果多个项目需要供应,那么设计一个供应是值得的。也就是说,反复接触SMPS设计会增加设计人员所需的专业知识。


      结论

      开关电源供应效率高,体积小。对于150瓦以下的功率级,flyback拓扑提供了多个输出、低组件计数和线路隔离的优点。

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        一说到开关,我们脑海中首先浮现的就是各式各样的机械开关,常见的有自锁开关、拨码开关、船型开关等等。区别于这类常见的机械开关,我们在电子电路中常用的还有各类半导体开关,例如三极管开关、使用三极管级联的达林顿管开关、MOS管开关、晶闸管开关等等。我们可以看到普通机械开关与半导体开关最大的差异就在于开关速度上的优劣。机械开关通常是由人手动操作,其动作时间一般是几十毫秒到几百毫秒之间。而半导体开关呢?拿DC-DC电路中的开关MOS管来说,其开关频率可以达到几兆赫兹。所以今天我们就来简单讨论下电子电路中使用MOS管做开关的一些特点和注意点。

        首先看一看MOS管的分类。MOS管常见的分类有:1、增强型NMOS;2、增强型PMOS;3、耗尽型NMOS;4、耗尽型PMOS。目前来讲我们使用的MOS管大多为增强型,详细资料可自行查阅。其实MOS管N与P的区别就类似晶体管中NPN型与PNP型的差别。然后考虑到制造难度和成本的差异,相似性能下的PMOS价格是要比NMOS贵的。最后NMOS可选的型号是多于PMOS的。

        功率MOS管作为常用的半导体开关,其驱动方式有什么特点呢?首先,我们认为MOS管是电压控制型器件,其正常工作时是不需要电流的(开或关的稳态条件下),只要有维持电压,MOS管即可保持开启或关闭状态。控制电压是作用在G极和S极的。G极一层极薄的二氧化硅绝缘栅是MOS管工作时不需要电流的原因。先在多数MOS管开启的阈值电压都比较低,拿常用的AO3400来讲,其开启阈值电压只需2.5V。当然更高的GS电压可以降低MOS管自身的导通损耗。但是特别注意-GS极电压的极限值,GS极电压的极限值,GS极电压的极限值,重要事情说三遍!GS之间的电压有限制值,超过规定值将会导致MOS管的GS击穿损坏。举个例子,见下图:

        

        上图中是一个简单的PMOS开关电路,使用微控制器可以轻易的控制负载的开启或关断。当微控制器IO输出低电平时MOS管关闭,当微控制器输出高电平时MOS管开启。嗯,看样子这是个简单好用的电路。是的,在电池供电的应用或者低电压应用中这个电路没有问题。那如果将VCC提高的24V或者36V呢?后果可能是MOS管烧糊。原因就是GS极的电压浮动范围是从VCC一直到GND,这么大的电压浮动范围超过了GS极承受的极限值!所以在实际使用时可能还要按需并联稳压二极管。

        刚才我们说MOS管是电压控制型器件,驱动它非常简单,不需要电流。但是同时驱动MOS管又是不简单的,为什么呢?我们说简单是因为没有考虑开关速度,当我们需要较高的开关速度时,驱动MOS管又变成了一个难题。因为高速开关时较大的dV/dt意味着较大的瞬态电流(因为开关时需要对GS极的输入电容充放电)。当驱动电路的输出阻抗较高时,G极电压上升会变慢,导致开关特性变差。假如我们把MOS驱动的输出阻抗想象成一个电阻,把MOS管GS极的电荷容量等效成一个电容,如下图所示:

        

        我们发现上图就是一个低通滤波器,这个低通滤波器影响了我们开关速度的提升。想要改变这个低通滤波器的特性我们就必须要想办法改变RC时间常数。首先MOS管GS的输入电容已经确定了,是一个固定值,看来想从电容值上下手是没有办法了,那我们能做的就是减小R值,尽可能减小驱动器的输出阻抗,这样我们才能使GS以更快的速度充电或放电完毕。关于MOS管的驱动器设计可采用分立元件搭建,如常用的晶体管图腾柱驱动。若采用IC类集成驱动器可选的常用型号如IR公司的IR2103。总之想要获得较高的开关速度,MOS管的驱动器设计就会相对更复杂,若对开关速度要求较低(KHz级别)那完全可以做到非常简单。驱动器设计的复杂度或成本与开关速度是成正比的。

        最后我们来看一看应用MOS做开关时,开关位于高侧和低侧的驱动条件(假设以GS极为10V驱动)。

        A、NMOS低侧开关

        

        上图即是一个常用的NMOS低侧开关,平时G极被电阻拉至GND电平,处于关闭状态。当驱动电压高于GND时,MOS打开。此处假定GND+10V时开启。

        B、NMOS高侧开关

        

        上图即是一个NMOS高侧开关,平时G极被电阻拉至GND电平,处于关闭状态。当驱动电压高于VCC时,MOS打开。此处假定VCC+10V时开启(NMOS高侧驱动需要系统提供一个比VCC电源轨更高的电压,需要一个正对正的升压电路)。

        C、PMOS高侧开关

        

        上图即是一个PMOS高侧开关,平时G极被电阻拉至VCC电平,处于关闭状态。当驱动电压低于VCC时,MOS打开。此处假定VCC-10V时开启。

        D、PMOS低侧开关

        

            上图即是一个PMOS低侧开关(应用中一般不会使用,实际意义有限),平时G极被电阻拉至VCC电平,处于关闭状态。当驱动电压低于GND时,MOS打开。此处假定GND-10V时开启。(PMOS低侧驱动需要系统提供一个比GND电源轨更低的电压,需要一个正对负的升压电路)。

     

     

     

     

     

     

     

     

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