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  • 串联型与并联型电压基准的区别 串联型电压基准 串联型电压基准具有三个端子:VIN、VOUTGND,类似于线性稳压器,但其输出电流较低、具有非常高的精度。串联型电压基准从结构上看与负载串联(图1),可以当作一个...

    串联型与并联型电压基准的区别

    串联型电压基准
    串联型电压基准具有三个端子:VIN、VOUT和GND,类似于线性稳压器,但其输出电流较低、具有非常高的精度。串联型电压基准从结构上看与负载串联(图1),可以当作一个位于VIN和VOUT端之间的压控电阻。通过调整其内部电阻,使VIN值与内部电阻的压降之差(等于VOUT端的基准电压)保持稳定。因为电流是产生压降所必需的,因此器件需汲取少量的静态电流以确保空载时的稳压。串联型电压基准具有以下特点:
    电源电压(VCC)必须足够高,保证在内部电阻上产生足够的压降,但电压过高时会损坏器件。
    器件及其封装必须能够耗散串联调整管的功率。
    空载时,唯一的功耗是电压基准的静态电流。
    相对于并联型电压基准,串联型电压基准通常具有更好的初始误差和温度系数。
    图1. 三端串联型电压基准框图
    图1. 三端串联型电压基准框图

    串联型基准设计
    串联型电压基准的设计相当简便,只需确保输入电压和功耗在IC规定的最大值以内:

    P_SER = (VSUP - VREF)IL + (VSUP × IQ)

    对于串联型电压基准,最大功耗出现在最高输入电压、负载最重的情况下:

    WC_P_SER = (VMAX - VREF)ILMAX + (VMAX x IQ)

    其中:

    P_SER = 串联型基准的功耗
    VSUP = 电源电压
    VREF = 基准电压输出
    IL = 负载电流
    IQ = 电压基准的静态电流
    WC_P_SER = 最大功耗
    VMAX = 最大电源电压
    ILMAX = 最大负载电流

    并联型电压基准
    并联型电压基准有两个端子:OUT和GND。它在原理上和稳压二极管很相似,但具有更好的稳压特性,类似于稳压二极管,它需要外部电阻并且和与负载并联工作(图2)。并联型电压基准可以当作一个连接在OUT和GND之间的压控电流源,通过调整内部电流,使电源电压与电阻R1的压降之差(等于OUT端的基准电压)保持稳定。换一种说法,并联型电压基准通过使负载电流与流过电压基准的电流之和保持不变,来维持OUT端电压的恒定。并联型基准具有以下特点:
    选择适当的R1保证符合功率要求,并联型电压基准对最高电源电压没有限制。
    电源提供的最大电流与负载无关,流经负载和基准的电源电流需在电阻R1上产生适当的压降,以保持OUT电压恒定。
    作为简单的2端器件,并联型电压基准可配置成一些新颖的电路,例如负电压稳压器、浮地稳压器、削波电路以及限幅电路。
    相对于串联型电压基准,并联型电压基准通常具有更低的工作电流。
    图2. 2端并联型电压基准框图
    图2. 2端并联型电压基准框图

    并联型基准设计
    并联型电压基准的设计稍微有些难度,必须计算外部电阻值。该数值(R1)需要保证由电压基准和负载电流产生的压降等于电源电压与基准电压的差值。采用最低输入电源电压和最大负载电流计算R1,以确保电路能在最坏情况下正常工作。下列等式用于计算R1的数值和功耗,以及并联型电压基准的功耗(图3)。

    R1 = (VMIN - VREF)/(IMO + ILMAX)

    R1上的电流和功耗仅与电源电压有关,负载电流对此没有影响,因为负载电流与电压基准的电流之和为固定值:

    I_R1 = (VSUP - VREF)/R1
    P_R1 = (VSUP - VREF)²/R1
    P_SHNT = VREF(IMO + I_R1 - IL)

    最差工作条件发生在输入电压最大、输出空载时:

    WC_I_R1 = (VMAX - VREF)/R1
    WC_P_R1 = (VMAX - VREF)²/R1
    WC_P_SHNT = VREF(IMO + WC_I_R1)

    WC_P_SHNT = VREF(IMO + (VMAX - VREF)/R1)

    其中:

    R1 = 外部电阻
    I_R1 = R1的电流
    P_R1 = R1的功耗
    P_SHNT = 电压基准的功耗
    VMIN = 最低电源电压
    VMAX = 最高电源电压
    VREF = 基准输出
    IMO = 电压基准最小工作电流
    ILMAX = 最大负载电流
    WC_I_ R1 = 最差情况下R1的电流
    WC_P_R1 = 最差情况下R1的功耗
    WC_P_SHNT = 最差情况下并联电压基准的功耗

    图3. 并联型电压基准调整电流(IMO)以产生稳定的VREF
    图3. 并联型电压基准调整电流(IMO)以产生稳定的VREF
    选择电压基准
    理解了串联型和并联型电压基准的差异,即可根据具体应用选择最合适的器件。为了得到最合适的器件,最好同时考虑串联型和并联型基准。在具体计算两种类型的参数后,即可确定器件类型,这里提供一些经验方法:
    如果需要高于0.1%的初始精度和25ppm的温度系数,一般应该选择串联型电压基准。
    如果要求获得最低的工作电流,则选择并联型电压基准。
    并联型电压基准在较宽电源电压或大动态负载条件下使用时必须倍加小心。请务必计算耗散功率的期望值,它可能大大高于具有相同性能的串联型电压基准(请参考以下范例)。
    对于电源电压高于40V的应用,并联型电压基准可能是唯一的选择。
    构建负电压稳压器、浮地稳压器、削波电路或限幅电路时,一般考虑并联型电压基准。
    例1:低电压、固定负载
    在这个便携式应用中,最关键的参数是功耗。以下为相应的技术指标:

    VMAX = 3.6V
    VMIN = 3.0V
    VREF = 2.5V
    ILMAX = 1µA

    我们把范围缩小到两个器件:

    串联型电压基准MAX6029
    IQ = 5.75µA
    WC_P_SER = (VMAX - VREF)ILMAX + (VMAX × IQ)
    WC_P_SER = (3.6V - 2.5V)1µA + (3.6V × 5.75µA) = 21.8µW

    该串联型基准是电路中唯一消耗功率的器件,因此,在最差工作条件下的总功耗为21.8µW。

    并联型电压基准MAX6008
    IMO = 1µA
    R1 = (VMIN - VREF)/(IMO + ILMAX)
    R1 = (3.0V - 2.5V)/(1µA + 1µA) = 250kΩ
    WC_I_R1 = (VMAX - VREF)/R1
    WC_I_R1 = (3.6V - 2.5V)/250kΩ = 4.4µA
    WC_P_R1 = (VMAX - VREF)²/R1
    WC_P_R1 = (3.6V - 2.5V)²/250kΩ = 4.84µW
    WC_P_SHNT = VREF(IMO + (VMAX - VREF)/R1)
    WC_P_SHNT = 2.5V(1µA + (3.6V - 2.5V)/250kΩ) = 13.5µW

    最差工作条件下的总功耗是R1的功耗(WC_P_R1)与并联基准功耗(WC_P_SHNT)的和,因此,总功耗为18.3µW。

    该应用中最合适的器件应该是并联型电压基准MAX6008,其功率损耗为18.3µW (而MAX6029的功耗为21.8µW)。该实例说明电源电压变化对设计的影响较大。最初,并联型电压基准的1µA最小工作电流具有极大优势,但是为了确保能在最差工作条件下工作,其工作电流被迫增加至4.4µA。若电源电压的变化范围比本例中的要求(3.0V至3.6V)更宽一些,都会优先考虑使用串联型电压基准。

    例2:低电压、变化的负载
    本例类似于例1,但技术指标有一些小的改变。与1µA固定负载不同,本例中的负载周期性地吸收电流,在99ms的时间内吸收电流为1µA,1ms的时间内吸收电流为1mA:

    VMAX = 3.6V
    VMIN = 3.0V
    VREF = 2.5V
    ILMAX = 1mA (1%的时间)
    ILMIN = 1µA (99%的时间)

    我们考虑同样的两种器件:

    串联型电压基准MAX6029
    IQ = 5.75µA
    WC_P_SER = (VMAX - VREF)ILMAX + (VMAX × IQ)
    WC_P_SER (1mA IL) = (3.6V - 2.5V)1mA + (3.6V × 5.75µA)
    = 1.12mW (1%的时间)
    WC_P_SER (1µA IL) = (3.6V - 2.5V)1µA + (3.6V x 5.75µA)
    = 21.8µW (99%的时间)

    平均功耗 = 1.12mW × 1% + 21.8µW × 99% = 32.78µW

    并联型电压基准MAX6008
    IMO = 1µA
    R1 = (VMIN - VREF)/(IMO + ILMAX)
    R1 = (3.0V - 2.5V)/(1µA + 1mA) = 499Ω

    对于ILOAD = 1mA:
    WC_P_R1 = (VMAX - VREF)²/R1
    WC_P_R1 = (3.6V - 2.5V)²/499Ω = 2.42mW (1%的时间)
    P_SHNT = VREF(IMO + I_R1 - IL)
    P_SHNT = 2.5V(1µA + 1mA - 1mA) = 2.5µW (1%的时间内)

    对于ILOAD = 1µA:
    WC_P_R1 = (VMAX - VREF)²/R1
    WC_P_R1 = (3.6V - 2.5V)²/499Ω = 2.42mW (99%的时间内)
    P_SHNT = VREF(IMO + I_R1 - IL)
    P_SHNT = 2.5V(1µA + 1mA - 1µA) = 2.5mW (99%的时间内)

    平均功耗 = 2.42mW × 1% + 2.5µW ×1% + 2.42mW × 99% + 2.5mW × 99% = 4.895mW。

    从上述实例可以看出:并联型电压基准的功耗超过了串联型电压基准的100倍。对于负载电流变化范围较宽的应用,串联型电压基准是更好的选择。

    http://blog.sina.com.cn/s/blog_67e33a0f01013bet.html 出处

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    对很多新接触开关电源原理的人来说,要清晰描述出经过每个元器件在不同时刻的I-t和V-t的变化情况是有难度的,而如何通过输入电压和占空比得到输出电压的精确幅度则是我们设计电源的最终目的。其实在电路分析上,各种形式的电路都有一些分析的基本原则或者是定律,像欧姆定律,基尔霍夫定律等等。而在开关电源分析中,用到的定律是伏秒平衡定律。下面描述下这个定律:

    我们建立下面这个简单的电路模型来说明,开关的占空比是70%,通过调节RLC的值,得到稳定后的波形如下:

     

     
    根据,得到:
    在导通期间内有 ,推出
    在截止期间有 ,推出

    根据在稳态时必定有(大小相等,方向相反),不然的话电感的电流会朝着一个趋势扩大,则无法达到稳态。

    因此得到,最后推出
    在上面的电路中,有0.705V*3ns≈0.301V*7ns(有小数点后面位数的误差)。

    这就是所谓的开关电源的伏秒平衡定律,描述的是在稳态时电感两段导通和截止时电压和导通时间的关系。

    有了这个定律,就可以绕开繁琐的定性定量分析,直接得到各种类型的开关电路的输出电压了。

    下面以相对较复杂的buckboost电路进行分析验证,该电路一般形式如下:

     

    在MOS管S导通时,由于Vg会通过电感流向地进行储能(二极管方向使电压截止),于是得到导通的伏秒为:Vg*Ton。

    在MOS管S截止时,由于L会对电容和R释放能量(电感的电动势方向下正上负),由于二极管的方向,电感两端的电压为:-V0*Toff。(-号表示方向相反)

     


    根据伏秒平衡定律,因此有Vg*Ton=-V0*Toff,由占空比

    最后得到buckboost电路的输出电压

    通过公式可以看到,在占空比小于50%时为降压电路,等于50%时,输入输出幅值相等,大于50%时为升压电路。另外需要注意的是,在哪种占空比情况下,输出电压和输入电压的方向是相反的。

    我们可以搭一个大致的电路仿真下,占空比为25%。 

    根据公式计算,输出电压应该为-0.25/(1-0.25)*10V=-3.33V

    仿真结果如下:符合要求

    转载于:https://www.cnblogs.com/edadoc/p/7942082.html

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    问:肖特基二极管和普通二极管有什么区别呢?
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    所以肖特基二极管与普通二极管最明显的区别有以下几点:
    1、肖特基二极管正向导通压降比普通二极管低,所以低功耗。
    2、肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短,所以工作频率更高。
    3、肖特基二极管反向耐压比普通二极管低,一般低于200V。
    4、肖特基二极管比普通的二极管通过的电流强。
    5、肖特基二极管比普通二极管的结电容小。
    6、肖特基二极管可以通过高频电流。

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