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    为保障山西通州集团兴益化工有限公司10万吨甲醇工程一用一备式冷凝水泵的安全运行,专门设计动力负载应急电源。作者阐述了动力负载应急电源基本原理及其控制系统设计,经现场调试运行,动力负载应急电源很好满足生产现场要求。

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    山西通州集团兴益化工有限公司10万吨甲醇工程冷凝水泵在生产过程中需24小时无间断工作,冷凝水泵电机设有两台,采用一用一备式设计,电机容量:185kW;额定电流:323A;额定转速:2980r/min。

    项目现场一路市电供电,当市电正常时,电机由配电系统中的软起动装置实现冷凝水泵正常运行模式。当主用电机检修或发生故障时,由手动转入备泵运行,在市电正常时备泵的运行方式与主泵相同。此时电机仍在市电情况下运行并且在市电情况下两台电机仅运行一台,不存在市电情况下两台电机同时运行的情况。

    当市电断电时,由于没有备用电源,将造成凝水泵停转,可能引发生产事故,生产现场需要一台应急电源,当市电断电时,要求由EPS拖动在市电断电前正在运行的电机继续运行,保障冷凝水泵应急运行,根据要求,我公司设计动力负载应急电源,以满足现场的生产要求。

    1 动力负载应急电源基本原理

    动力负载应急电源的基本原理是将直流电能(如蓄电池)通过逆变器件变成交流电能,供交流动力负载使用。凝水泵属于动力负载,电网故障后,失去动力的凝水泵由于受到阻力作用,转速将下降,如果直接提供凝水泵稳频稳压380V 50Hz的交流应急电源,将产生巨大的冲击电流,对应急电源不利,所以,针对动力负载应采用频率和电压变化的200kW动力负载应急电源。控制原理图如图1所示。

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    图1 动力负载应急电源原理图

    市电正常时,控制系统控制接触器KM3、KM5吸合,电机M1、M2由配电系统中的软起动装置实现冷凝水泵正常运行模式,配电控制系统进行两路输出ACI1、ACI2电流检测,作为电源系统辨识主、备泵运行的依据。

    另外,市电给充电机供电,给蓄电池组充电储能;市电故障时,控制系统控制KM3、KM5接触器断开,通过辨识运行的主、备泵,分别控制KM4或KM6接触器闭合,再启动变频电源,实现冷凝水泵应急运行模式。

    为方便应急电源正常检验与维护,增加手动旁路系统断路器QF1与QF1,,QF2与QF2,,当电源系统正常运行时,电源通过QF1、QF2向冷凝水泵供电,当应急电源需要维护时,开关切换至QF1,、QF2,,市电通过QF1,、QF2,向冷凝水泵供电。

    2 动力负载应急电源控制设计

    2.1 系统控制电源设计

    由于市电故障时,整个系统只有蓄电池的直流电能,电源系统中KM3、KM4、KM5、KM6的控制线圈电压为交流220V,所以,电源系统设计单独的应急电源(EPS)提供交流220V控制电源供接触器使用。

    在市电故障时,动力负载应急电源控制存在市电故障判断及KM3、KM4、KM5、KM6接触器切换过程,客观上存在2-3秒的切换时间,允许控制电源有间断切换;当市电恢复时,如果EPS控制电源存在切换断电时间,KM3、KM4、KM5、KM6接触器将因为控制电源的断电,而将全部断开,这样影响到设备的运行。

    如果采用UPS电源给控制系统供电,无论有无市电,UPS电源的整流与逆变一直持续工作,存在器件老化等因素,影响UPS供电质量。

    所以,控制系统的EPS电源采用特殊的控制方法设计,如图2所示。当市电故障时, KM1先断开,KM2后吸合,EPS电源将蓄电池的直流电能逆变成交流电能,通过KM2向控制线圈供电;市电恢复正常时,采用逆变同步技术,将市电和逆变两路交流电源的幅度、频率和相位差应控制在一定的范围内,通过“KM1先吸合,KM2再断开”的切换方法,实现从逆变电源到电网电源之间不间断转换,这样解决了普通EPS存在恢复市电时的切换有间断时间问题。

    在市电正常时,市电KM1吸合,给控制系统KM3、KM4、KM5、KM6的控制线圈提供电源,逆变停止工作,相对延长逆变器寿命。这样应急电源即能够克服UPS电源使用寿命的不足,又能满足动力负载应急电源控制系统要求。

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    图2 控制系统的EPS电源原理图

    2.2 控制系统直流开关电源设计

    动力负载应急电源控制系统需要不同功率、不同电压等级的直流电源支撑,如控制核心器件需5V电源、逆变模块的驱动需要4路独立的+20V直流电源、采样电路中的运算放大器需±12V供电,另有集成模块需5V直流电源,所以控制系统必须有DC500V转DC20V、DC500V转DC110V、DC110V转DC±12V、DC5V等多个独立的直流电源以满足所需各种直流电源的需要。

    本系统以UC3844电流型PWM集成控制器为核心,构建了单端反激式开关电源。DC110V转DC±12V、DC5V原理如图3所示,该开关电源原理为:UC3844输出驱动脉冲,功率开关管Q1交替导通与关断,经过高频变压器T1作用,二次侧产生交流感应电压,经整流、滤波后,可输出稳定的+20V、±12V和+5V直流电压。

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    图3 控制系统直流开关电源原理图

    3 动力负载应急电源控制系统软件设计

    3.1 主备泵辨识与逻辑判断

    实现凝水泵的正确应急切换,控制环节中最重要的是进行主、备运行水泵的辨识与停电时的逻辑判断。虽然配电控制系统进行主泵上端ACI1、备泵上端ACI2电流检测,作为电源系统辨识主、备泵运行的依据,但是如果没有设计正确的逻辑关系,将产生违背现场要求的错误切换。

    在市电运行过程中, 如果检测ACI1有电流,ACI2没有电流,那么停电后,闭合KM4,启动主泵;如果检测ACI2有电流,ACI1没有电流,那么停电后,闭合KM6,起动备泵。

    但是,还存在特例,如果ACI1没有电流,ACI2没有电流;ACI1有电流,ACI2有电流,从逻辑上就无法判断应急时应该起动哪个泵,从现场安全考虑,设定闭合KM4,起动主泵。

    如果市电时备泵运行,ACI2有数值,当断电后,主泵下端ACI2将减小与消失,如果,此时再进行主、备运行水泵的辨识,将产生错误判断。所以,控制系统中,程序主、备运行水泵的辨识间隔时间应该大于市电断电判断时间,在断电判断后,通过程序跳转,避免再次进行主、备运行水泵的辨识,直至市电恢复再次判断。

    3.2 主流程设计

    整个动力负载应急电源系统内部设有了电池检测监控及保护电路,可实时监测处于长期备用状态下的蓄电池出现的各种异常并及时报警,以便及时维护。此外还设计有输出分路检测电路,可实时监测各输出分路出现的开路与短路故障。系统具有历史故障记录、液晶汉字显示和远程在线实时监控功能,主程序控制流程图如图4所示。

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    图4 主控制程序流程图

    系统设计中,为安全与方便地实现凝水泵从应急运转过程切换到市电供电运转过程,增设手动停止和系统复位两个按键,通过软件控制KM3、KM4、KM5、KM6和变频电源,实现水泵供电的安全切换。

    4 结论

    经过技术设计和制造,10万吨甲醇工程冷凝水泵应急电源顺利完工,经过现场调试使用完全满足现场设备要求。

    (编自《电气技术》,原文标题为“185kW一用一备冷凝水泵应急电源的设计与实现”,作者为刘晖、李多山。)

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    反激变换器设计笔记

    1、概述开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。a3b7b2e00ba4689a4af80bc773ad4332.png基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。2、设计步骤31cb5303ba15e2335302ce74c68ed1ed.png接下来,参考图 2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器1.Step1:初始化系统参数------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC------电网频率:fline(国内为50Hz)------输出功率:(等于各路输出功率之和)bc42d1798a2a24fd2182c7047211ff5e.png------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:8f22be752f5f5a2fcd2592b9a91cb5e1.png对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:da93c2881c673871cddd948541fc508b.png单路输出时,KL(n)=1.8e5342726d5430f7875f45978424abc7.png2. Step2:确定输入电容CbulkCbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。facb784c48091cab01201bae69007869.png一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:6c1415bb256471cca370fdeca9636727.pnga7bffc88cd2a11a570ea744e1c805612.png3. Step3确定最大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。d1822cc239f5d1f913249af8b0f5bdb8.png图 反激变换器对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可以按照CCM模式进行设计。如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:0b51a54647eeabc609f8108be150e376.png通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。综合考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。32e7944f68df8b196c032e47db134234.png4. Step4:确定变压器初级电感Lm对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:1b435234735ab3493bffdac081d698d5.png其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:25214d36e7624cd32b70d3922d568c70.png对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF<1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:8d0dfcad6001b599bcb7ce9da14e8db6.png其中:edb4e7b1b78945b72a904b514448e50d.png设计中,需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%,Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,Rdson 为MOS 管的导通电阻。104f801f0650702739a5d82e2f1d8c43.png2722e18a1389f899205d28e6d6505ac5.png5. Step5:选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有非常严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照,可参考下表:27995430b6e1120cd611eb4aaf5dbd0a.png58fec2406173b68af5478f7ea1a628a9.png选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:3cd19b2e0c469ff315935ba623d6673b.png其中,DCM 模式时,△B 取0.2~0.26T;CCM 时,△B 取0.12~0.18T。436f3f3a970e2a6a498158c23d552687.png415bd3dcd128d2a306b67412f58d4f74.png6. Step6:确定各路输出的匝数先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:dcf4b688270adad9898715db9c350708.png则其余输出绕组的匝数为:07e6fad589482036aa5087e356fa48ce.png辅助线圈绕组的匝数Na 为:1d1a82287fc73514b864518cf12455fc.pngece081b5284b0faf88fd589a1b25281b.png7. Step7:确定每个绕组的线径根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。9814b439332728ca638f9cd998958e45.png初级电感绕组电流RMS:44127587ec3f4ae5d233ec4004069b79.png次级绕组电流RMS 由下式决定:bf8bcb3e78ac2671a2f41a8e5d828782.pngρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2;当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6~10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时,可以采用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。557c9bd4a8a567922def11fb6d927592.png其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。ace607ad62fb0aa50a30ff891c4b51c3.png8. Step8:为每路输出选择合适的整流管每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:273cd6491b538486c4a732818d3e3da4.png选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:3c5238d2744e0989807eae5e07fae25d.png7a95eb90e579fdadc995b5f4ec8ada01.png9. Step9:为每路输出选择合适的滤波器第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:9a6fde4a2e2b3f0230a24717e273cea9.png选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足:a9ab037618bccb9b5aa44bd57414c8c9.png输出电压纹波由下式决定:98bd029f77db2843a599a835137e783f.png有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。452ead63454a5020b47ec37fc3748d0d.png10. Step10:钳位吸收电路设计如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施,把这个尖峰吸收掉。ebefde2d517d863f89b0ee28b553b047.png反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:742c08ea27dc5fa3d6314a453d803e91.png24057d47330d531615596616342e1bc7.png图 9 RCD 钳位吸收CClamp 由下式决定,其中Vripple 一般取Vclamp 的5%~10%是比较合理的:696fe21cb0e35a123ea7a3585e774bdc.png输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要使用快恢复二极管。04386cb204b3d9b00b0372869ec46fba.png11. Step11:补偿电路设计开关电源系统是典型的闭环控制系统,设计时,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,所以它的补偿电路容易设计。通常,使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。在设计补偿电路之前,首先需要考察补偿对象(功率级)的小信号特性。如图8 所示,从IC 内部比较器的反相端断开,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:98d2f6c1b33a7d2f582bf4a5f7964f2e.png61f99e54b69a35710bc94366f84647ef.png附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式,从控制到输出的传函为:ab107a9e02b589d26f41b7762cbea5f5.png其中:d8671846820b8ac94d7581c9d01ae869.pngVout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言,k=0.25),m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,即ma=0),Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad(或Matlab)绘制功率级传函的Bode 图:91b6cb894fa3c9ce3aae16f2c8225aac.png在考察功率级传函Bode 图的基础上,我们就可以进行环路补偿了。前文提到,对于峰值电流模式的反激变换器,使用Dean Venable Type II 补偿电路即可,典型的接线方式如下图所示:8a5ab7585003a6afc3ba2f545cc0aaf2.png通常,为降低输出纹波噪声,输出端会加一个小型的LC 滤波器,如图 10 所示,L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,L1、C1B 的引入,使变换器的环路分析变得复杂,不但影响功率级传函特性,还会影响补偿网络的传函特性。然而,建模分析后可知:如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上,那么其对环路的影响可以忽略不计,实际设计中,建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时,直接将L1直接短路即可,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:3ff28b7bf016dfa7243d250f4cb26b18.png其中:3286f6aab05f3457fd0824e8196409f2.pngCTR 为光耦的电流传输比,Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,Rpullup=18kΩ),Cop 为光耦的寄生电容,与Rpullup 的大小有关。图 13(来源于Sharp PC817 的数据手册)是光耦的频率响应特性,可以看出,当RL(即Rpullup)为18kΩ时,将会带来一个约2kHz左右的极点,所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。01494de77ab6b349472e2ba4b4608816.pngk Factor(k 因子法)是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。a0613de7cafafa020e7046480f5541f3.png如图 14 所示,将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处,将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算:RLed,Cz,Cpole,下面将用k Factor 计算这些参数:ebec5a6aac893f69d646b8ab1974d256.png-------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,由下式决定环路带宽:d5d0c224b43f7d87591ab99004a5d5ce.png-------考察功率级的传函特性,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):4fcd2fbea0eb02ff2d85b6aaf121d95c.png-------确定Dean Venable 因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),由公式 32 得到fcross 处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,则补偿网络需要提升的相位Boost 为:cfbf62b8214accd63fae8b554a57e6a5.png则k 由下式决定:92256f781ce5c2fcce40d0aea53033a1.png-------补偿网络极点(wp)放置于fcross 的k 倍处,可由下式计算出Cpole:1c23e58454ee4686e9ceed5c7dbbdbe9.png-------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,可由下式计算出Cz:3480859f016498e359d5a087d14c3251.png877b1bd2e0cb64d491df65863e8e8e09.pngbcad630c0c65217c0644a4eccd64ce9f.png3 仿真验证计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,还可以与实物调试相互补充,最大限度的降低设计成本,缩短开发周期。本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015 控制原理类似),搭建反激变换器。其中,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。仿真测试条件:低压输入(90VAC,双路满载)1.原理图07ae0af85c3bc1c52f0337bc04221556.png图 17 仿真原理图2. 瞬态信号时域分析979e5eb22f76d8a47938dd833d1e69af.png从图 18 可以看出,最低Cbulk 上的最低电压为97.3V,与理论值98V 大致相符。92429546ad9247f64382632e3c8d8cd6.png71b1861cc9cea6d21c7940ee5a11b5ae.png122d1d962a6b4f05c91651c2018f20ee.png09b94932a13d835221a1794d9338409b.png372715ef27351f2cf64dd233e44b8afd.png3. 交流信号频域分析4643655d0ed59f7fbe717b57522a4144.pnga2d67a0e481e1a4ba7f8a35629c90294.pnge387f62c4c7476fd137402c6c654c4a8.png4. 动态负载波形测试测试条件:低压输入,满载,主路输出电流0.1A---1A---0.1A,间隔2.5ms,测试输出电压波形。09d9356973fbc5143bc0db2b0c1141fb.png4 PCB 设计指导1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小,走线要宽。123fad9442ea6bd76af2d51ab997632d.png2. PCB layout—高频(di/dt、dv/dt)走线a. 整流二级,钳位吸收二极管,MOS 管与变压器引脚,这些高频处,引线应尽可能短,layout 时避免走直角;b. MOS 管的驱动信号,检流电阻的检流信号,到控制IC 的走线距离越短越好;c. 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。00f57c32766a781ac661ca3fe1ea1ef0.png3. PCB layout—接地初级接地规则:a. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后,连接到Power GND(即大信号GND);b. 反馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。次级接地规则:a. 输出小信号地与相连后,与输出电容的的负极相连;b. 输出采样电阻的地要与基准源(TL431)的地相连。7b2f18fcba042e2e6cec6816ad455a1f.png5. PCB layout—实例285a79432db8506b15e8c25bf4500f12.png6、总结本文详细介绍了反激变换器的设计步骤,以及PCB 设计时应当注意的事项,并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时,在附录部分,分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数。附录:峰值电流模式功率级小信号对CCM 模式反激,其控制到输出的传函为:a88b1320a1dfd146d96f186d797d2c34.png峰值电流模式的电流内环,本质上是一种数据采集系统,功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成,其中c31f35426f21239a3b830ae50b910be8.pngHh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节(由Ray Ridley 提出):d5877372d80dee5d611547a960813db5.png其中:686da520ff2aa0125831450d04fb7736.png上式中,PO 为输出总功率,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,Vout1 为反馈主路输出电压,Rs 为初级侧检流电阻,D 为变换器的占空比,n 为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝比,m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Esr 为输出电容的等效串联电阻,Cout 是输出电容之和。注意:CCM 模式反激变换器,从控制到输出的传函,由公式 40 可知,有一个右半平面零点,它在提升幅值的同时,带来了90°的相位衰减,这个零点不是我们想要的,设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3;由公式 41 可知,如果不加斜坡补偿(ma=0),当占空比超过50%时,电流环震荡,表现为驱动大小波,即次谐波震荡。因此,设计CCM 模式反激变换器时,需加斜坡补偿。对DCM 模式反激,控制到输出的传函为:5b24f04d3c6adf139b0678177cf76e39.png其中:83782ce225d9cd2d3f2f2bb158acf893.pngVout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,m为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。  END  

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    【前言】

    hello,各位朋友早上好哇! 昨天钛叔给大家讲了有关线性电源的正负输出设计,今天钛叔顺势再给大家讲讲开关电源的相关设计,同样也是正负输出,不过是单转双,即单电源输入双电源输出,昨天我们讲的是双电源输入双电源输出。

    开关电源的电源的特点昨天我们也简单提了,第一,效率高,普通的开关电源都能达到80%以上,多数电源能做到90%,当然效率和负载大小有关系;第二,由于效率高,所以开关电源的输出负载能力比线性电源强很多,很普通的开关电源都能做到两三安培的输出电流;第三,由于开关电源的工作原理,必然会带来不小的纹波,这个是无法解决的,只能尽力改善;第四,开关电源的外围设计相比较于线性电源要复杂一些,需要我们根据具体使用来计算电感、电容等参数。

    目前市场上电源芯片做的比较好的公司有TI(德州仪器)以及LINEAR(凌特)等,今天我们要讲的芯片就是TI公司的TPS5430,这个芯片比较经典,性价比也比较高。TPS5430有哪些特点呢?

    1、输入电压宽( 5.5 V to 36 V)

    2、负载能力强,高达3A的输出电流(峰值可达5A)

    3、高效率,最高可实现95%的效率

    4、宽范围输出,最低可以输出1.22V

    【硬件电路设计】

    接下来钛叔将根据具体的设计讲解,主要讲讲单转电源的设计注意点。下面是钛叔设计的原理图和PCB,大伙可以参考参考

    1、下面是TPS5430单转双外围的整体电路,上部分是正电源输出,下部分是负电源输出;负电源输出设计即把正电源输出接地,而地作为负输出,输出的电容如果有极性,注意方向性。

    2、关于电感设计,电感参数的计算可以参考下列公式,频率F为500k,Kind可以取0.2或0.3,大家根据自己的需求来计算;另外 选择电感的时候一定要注意额定功率是否满足TPS5430输出峰值电流,留足够的余量;其他关于二极管和输入输出电容等参数的计算大家可以参考手册。另外,大家在设计开关电源的时候,建议大家一定要根据自己实际使用的情况来设计参数,比如系统实际所需电流为1A,我们可以按照1.5A的负载来设计,而不要一来就按5A或者10A负载设计,钛叔想要说明的是,不要想当然的设计,有时候能用,可能只代表当前能用,一但环境苛刻一点可能就会暴露问题了。

    3、关于接口,该模块的电源输入钛叔也加了防反接措施,输入输出兼并了插座和排针,方便调试和后期使用;另外,用一个自锁开关来控制闭合,记住自锁开关的额定电流要满足使用。

     

    4、关于PCB布局布线,对于该部分,钛叔建议大家可以参考数据手册上官方给的参考,如下图所示,尽可能的减小输入环路。另外,注意芯片下面具有PowerPAD焊盘,画封装时候别忘记了哦;还有注意焊接的时候千万别把二极管和钽电容焊接反了哦

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    交流电源滤波器

    电路图及作用分析

    电源滤波器,又名“电源EMI滤波器”,或是“EMI电源滤波器”,是一种无源双向网络,是一种对电源中特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除的电气设备。

    电源滤波器是针对电源端口电磁骚扰的特点而设计的,一般是由电感、电容、电阻或铁氧体器件构成的频率选择性二端口网络,实际上是滤波器的一种,按照工作原理称之为反射式滤波器。它可以在滤波器阻带内提供了高的串联阻抗和低的并联阻抗,使它和噪声源的阻抗和负载阻抗严重不匹配,从而把不希望的频率分量发射回噪声源。

    当我们选用电源滤波器时,应主要考虑三个方面的指标:首先是电压、电流,其次是插入损耗,最后是结构尺寸。由于滤波器内部一般是经过灌封处理的,因此环境特性不是主要问题。但是所有的灌封材料和滤波电容器的温度特性对电源滤波器的环境特性有一定的影响。

    01

    电源滤波器结构

    根据电源端口的电磁骚扰特点,电源EMI噪声滤波器是一种无源低通滤波器,它无衰减地将交流电传输到电源,而大大衰减随交流电传入的EMI噪声,同时又能有效地抑制电源设备产生的EMI噪声,阻止它们进入交流电网干扰其它电子设备。

    电源滤波器的典型结构如下图所示,这是一种无源网络结构,对交流和直流电源都适用,具有双向抑制性能。将它插入在交流电网中与电源之间,相当于这二者的EMI噪声之间加上一个阻断屏障,这样一个简单的无源滤波器起到了双向抑制噪声的作用,从而在各种电子设备中获得广泛的应用。

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    图中Cx是差模电容器,一般称为X电容,电容量宜选为0.01-2.22μF,CY1和CY2是共模电容器,一般称为Y电容,电容量约为几纳法(nF)到几十纳法。C3和C4的电容量不宜选得过大,否则容易引起滤波器甚至机壳漏电的危险。L为共模扼流圈,它为同向绕在同一个铁氧体环上的一对线圈,电感量约为几毫亨(mH)。对于共模干扰电流,两个线圈产生的磁场是同方向的,共模扼流圈表现出较大的阻抗,从而起到衰减干扰信号的作用;而对于差模信号(在这里是低频电源电流),两个线圈产生的磁场抵消,所以不影响电路的电源传输功能。

    02

    电源滤波器工作原理

    电源滤波器常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LCπ型滤波和RCπ型滤波等)。有源滤波的主要形式是有源RC滤波,也被称作电子滤波器。直流电中的脉动成分的大小用脉动系数S来表示,此值越大,则滤波器的滤波效果越差。

    脉动系数(S)=输出电压交流分量的基波最大值/输出电压的直流分量

    电源滤波器的原理就是一种阻抗适配网络:

    电源滤波器输入、输出侧与电源和负载侧的阻抗适配越大,对电磁干扰的衰减就越有效。

    具体工作原理如下:

    交流电经过二极管整流之后,方向单一了,但是大小(电流强度)还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般是不能直接用来给无线电装供电的。要把脉动直流变成波形平滑的直流,还需要再做一番“填平取齐”的工作,这便是滤波。换句话说,滤波的任务,就是把整流器输出电压中的波动成分尽可能地减小,改造成接近恒稳的直流电。

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    03

    电源滤波器结构

    交流电源滤波器电路:

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    图中的100H电感、0.1F电容组成高频滤波器,用于吸收从电源线传导进来的中短波段的高频噪声干扰;图中两只对称的5mH电感是由绕在同一只铁心两侧、匝数相等的电感绕组构成的,称为共模电感,用于吸收因电源波形畸变而产生的谐波干扰;图中的压敏电阻用于吸收因雷击等引起的浪涌电压干扰。交流电源滤波器的内部电路。

    0a056a934fe3031e30ab0bd0fbe75c62.png

    04

    电源滤波器中的共模电感

    当50Hz电流流经共模电感时,由于进线与出线产生的磁场方向相反,相互抵消,不会产生压降,但共模电感对共模干扰却有较大的感抗。

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    05

    AC输入整流滤波电路

    防雷电路:

    当有雷击,产生高压经电网导入电源时,由MOV1、MOV2、MOV3:F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时,其阻值降低,使高压能量消耗在压敏电阻上,若电流过大,F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。

    输入滤波电路:

    C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,防止对电源干扰,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间,要对C5充电,由于瞬间电流大,加RT1(热敏电阻)就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上,一定时间后温度升高后RT1阻值减小(RT1是负温系数元件),这时它消耗的能量非常小,后级电路可正常工作。

    整流滤波电路:

    交流电压经BRG1整流后,经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小,输出的交流纹波将增大。

    输入滤波电路:

    C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,防止对电源干扰,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容,L2、L3为差模电感。R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间,由于C6的存在Q2不导通,电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象,在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大,Q1导通使Q2没有栅极电压不导通,RT1将会在很短的时间烧毁,以保护后级电路。

    06

    分析电源滤波器电路应注意

    (1)分析滤波电容工作原理时,主要利用电容器的“隔直通交”特性,或是充电与放电特性,即整流电路输出单向脉动性直流电压时对滤波电容充电,当没有单向脉动性直流电压输出时,滤波电容对负载放电。

    (2)分析滤波电感工作原理时,主要是认识电感器对直流电的电阻很小、无感抗作用,而对交流电存在感抗。

    (3)进行电子滤波器电路分析时,要知道电子滤波管基极上的电容是滤波的关键元件。另外,要进行直流电路的分析,电子滤波管有基极电流和集电极、发射极电流,流过负载的电流是电子滤波管的发射极电流,改变基极电流大小可以调节电子滤波管集电极与发射极之间的管压降,从而改变电子滤波器输出的直流电压大小。

    (4)电子滤波器本身没有稳压功能,但加入稳压二极管之后可以使输出的直流电压比较稳定。

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双电源设计原理图