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  • 实际上想要的是不衰减信号 通用的,实际上信号被衰减了。 按照放的计算 实际上是5倍放大 (5*1./4)*(5+1)- 5*1= 2.5V 看图中蓝色线 波谷就是2.5V。(负反馈相位错位180,实际也就是反向) 同理...

    如何R1=10K C1 = 10nF

    实际上想要的是不衰减信号 低通用的,实际上信号被衰减了。

     

    按照放的计算 实际上是5倍放大

    (5*1./4)*(5+1)- 5*1 = 2.5V

    看图中蓝色线 波谷就是2.5V。 (负反馈相位错位180,实际也就是反向)

     

     

    同理按照公式 Vout = (A+1)*Vp - A*Vn

    A = 10  Vp = 1.25v  vn = ?

    Vout = 2.5V.(希望输出在2.5V)

    按照公式 计算Vn = 1.125v

     

     

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  • 放大滤波电路设计

    千次阅读 2020-06-18 23:40:11
    本作品信号源提供正弦输入信号,基本满足电压增益40dB可调、低通滤波器、带通滤波器设计等任务要求。 关键词:放大滤波电路、运算放大器、滤波器、模拟仿真 目 录 摘 要 ⅰ 第一章 设计内容及任务 1 1.1 任务 1 1.2 ...

    放大滤波电路设计

    摘 要
    研究目的主要为自主设计一个放大滤波电路,使其满足相应参数要求,并且在放大器输出端留有测试端子。本作品信号源提供正弦输入信号,基本满足电压增益40dB可调、低通滤波器、带通滤波器设计等任务要求。

    关键词:放大滤波电路、运算放大器、滤波器、模拟仿真

    目 录
    摘 要 ⅰ
    第一章 设计内容及任务 1
    1.1 任务 1
    1.2 任务要求 1
    第二章 设计方案及工作原理 2
    2.1 预期实现目标 2
    2.2 各模块的论证与选择 2
    2.2.1 放大部分 2
    2.2.2 滤波部分 2
    2.2.3 电源部分 3
    2.2.4 元器件的选择 3
    第三章 必要的调试与仿真 4
    3.1 放大器模块 4
    3.2 滤波器模块 5
    3.2.1 低通滤波器模块 5
    3.2.2 带通滤波器模块 6
    第四章 总结与展望 7
    参考文献 8
    致谢 9
    附录 10
    附录一 电路原理图 10
    附录二 AD图 11
    附录三 PCB图 12
    附录四 所用元器件清单 13

    一、设计内容及任务
    1.1 任务

    设计并制作一个能够放大模拟信号并且通过低通滤波器进行电子滤波、通过带通滤波器,屏蔽其他频段的电路。系统结构如图1.1所示。
    在这里插入图片描述
    图1.1
    1.2 任务要求

    (1)放大器输入正弦信号电压振幅为10mV,电压增益为40dB可调,通频带为100Hz~40kHz,RL=1k,放大器输出电压无明显失真。
    (2)滤波器可设置为低通滤波器,其-3dB截止频率fc为15kHz,2fc处放大器与滤波器的总电压增益不大于30dB。截止频率的误差不大于10%。RL=1k。
    (3)制作一个带通滤波器,中心频率30kHz,通频带5kHz,通带内要求放大器与带通滤波器的总电压增益不大于45dB。截止频率的误差不大于10%。RL=1k。
    (4)所有电路为单电源供电。
    (5)正弦输入信号由信号源提供。
    (6)放大器输出端留出测试端子。

    二、设计方案及工作原理

    正如该赛题所述,主要任务是设计并制作一个放大滤波电路,故本电路主要由放大部分和滤波部分组成。滤波部分又分为低通滤波部分和带状滤波部分。

    2.1 预期实现目标

    设计并制作一个放大滤波电路,单电源供电且又信号源提供正弦输入信号。放大器部分采用模拟信号放大电路,将信号的幅度由小放大,达到放大的效果;滤波部分采用低通滤波器和带状滤波器使低于截止频率的信号、特定频段的波通过而屏蔽其他频段,达到滤波的效果。

    2.2 各模块的论证与选择

    2.2.1 放大模块

    模拟信号放大电路是一种最常用,最基本的模拟电子电路。模拟信号放大电路中放大的概念是将信号的幅度由小放大,像本次实验中的实现电压的40dB增益。具体电路分解部分如图2.1。
    2.1
    图2.1
    2.2.2 滤波部分
    在有源滤波器中,常常把能通过信号的频率范围定义为通带,而把受阻或衰减信号的频率范围称为阻带,通带和阻带的界限频率称为截止频率。低通滤波器(Low-pass filter)是容许低于截止频率的信号通过, 但高于截止频率的信号不能通过的电子滤波装置。在本次比赛中,我们运用的是二阶低通滤波器。相比于一阶滤波器,二阶的带外衰减是40db/十倍频,滤波效果更好,而且二阶滤波器电容更容易选择,对信号的干扰更小
    带通滤波器(band-pass filter)是一个允许特定频段的波通过同时屏蔽其他频段的设备。

    2.2.3 电源部分

    由于选取的运算放大器为双电源元件,而比赛规定只能单电源供电,因此加了电源后在两个相等的电阻中加了一个接地端,实现了运算放大器需要的双电源输入。

    2.2.4 元器件选择

    在放大电路模块中,为了实现40dB的电压增益,我们选择了电阻比为99的两个定值电阻分别接在运放负极与输出端和负极与地之间。由于当前市场在售的电阻规格有限,我们将最终的电阻选择为9.9k和100,其中9.9k的电阻由9k和900的电阻等效。为了实现电压可调,我们在查阅资料后,采用了200的电位器。在运算放大器的选取问题上,我们尝试了多种规格,最后选择了3554BM型号的运算放大器,除了放大效果好之外,该放大器的突出特点是没有电压偏置,稳定性高。
    在滤波电路的选取中,由于电容的规格较为有限,因此我们先定下了电容的规格为1nF,随后再经过不同的滤波器的要求,经过计算和多次调试后确定了各个电阻的阻值。滤波电路中的运算放大器我们依旧选择了3554BM。
    电位器是具有三个引出端、阻值可按某种变化规律调节的电阻元件。电位器通常由电阻体和可移动的电刷组成。当电刷沿电阻体移动时,在输出端即获得与位移量成一定关系的电阻值或电压。电位器既可作三端元件使用也可作二端元件使用。后者可视作一可变电阻器,由于它在电路中的作用是获得与输入电压(外加电压)成一定关系得输出电压,因此称之为电位器。在本次比赛中,电位器作三端元件使用,实现电压增益40dB可调(即0-100倍可调)功能。

    三、必要的调试与仿真

    3.1 放大器模块
    放大器模块的测试电路如图3.1、测试数据如图3.2、放大低通带通交流分析如图3.3
    在这里插入图片描述
    图3.1测试电路

    在这里插入图片描述
    图3.2测试数据

    在这里插入图片描述
    图3.3放大低通带通交流分析

    3.2 滤波器模块

    3.2.1 低通滤波器模块
    低通滤波器模块的测试电路如图3.4、测试数据如图3.5、放大低通带通交流分析如图3.6
    在这里插入图片描述
    图3.4测试电路

    在这里插入图片描述
    图3.5测试数据

    在这里插入图片描述
    图3.6放大低通带通交流分析

    3.2.2 带通滤波器模块
    带通滤波器模块的测试电路如图3.7、测试数据如图3.8、放大低通带通交流分析如图3.9
    在这里插入图片描述
    图3.7测试电路

    在这里插入图片描述
    图3.8测试数据

    在这里插入图片描述
    图3.9放大低通带通交流分析

    参 考 文 献
    1) 专著(教材) 著录格式: [序号] 编著者. 书名[M]. 版本,出版地:出版者,出版年. 页码.
    例:
    [1] 臧春华、葛玉蓝、施亿平 等. 电子线路设计与应用[M],北京: 高等教育出版社, 2004.7.
    [2] Isidori A. Nonlinear control systems[M]. 2nd, New York: Springer Press, 1989. 32~33.
    [3]王友仁 、李东新、 姚睿.模拟电子技术基础教程[M],北京:科学出版社,2011.2.
    [4]吴援明 唐军 主编,模拟电路分析与设计基础[M],北京:科学出版社,2006
    [5]廖惜春 主编,模拟电子技术基础[M],北京:科学出版社,2011.11
    注:初版书不标注版本,页码是可选项。
    2) 期刊 著录格式: [序号] 作者. 题目[J]. 刊名,年,卷(期):页码.
    例:
    [1] 傅惠民. 二项分布参数整体推断方法[J]. 航空学报,2000,21(2): 155~158.
    [2] Moustafa G H. Interaction of axisymmetric supersonic twin jets[J]. AIAA J, 1995, 33(5): 871~875.
    注:外文期刊的刊名可用简称;请注意标注文章的年、卷、期、页,不要遗漏。
    3) 学位论文 著录格式:[序号] 作者. 题目[D]. 地点:单位,年.
    例:
    [1] 朱刚. 新型流体有限元法及叶轮机械正反混合问题[D]. 北京:清华大学,1996.
    [2] Sun M. A study of helicopter rotor aerodynamics in ground effect[D]. Princeton: Princeton Univ, 1983.
    4) 论文集,会议录 著录格式:[序号] 主要责任者. 题名[C]. 出版地:出版者,出版年.
    例:
    [1] 辛希孟. 信息技术与信息服务国际研讨会论文集:A集[C]. 北京:中国社会科学出版社,1994.
    [2] 北京空气动力研究所. 第九届高超声速气动力会议论文集[C]. 北京:北京空气动力研究所,1997.
    5) 论文集中析出的文献 著录格式:[序号] 作者. 题目[A]. 见:主编. 论文集名[C]. 论文集名. 出版地:出版者,出版年:页码.
    例:
    [1] 陈永康,李素循,李玉林. 高超声速流绕双椭球的实验研究[A]. 见:北京空气动力研究所编. 第九届高超声速气动力会议论文集[C]. 北京:北京空气动力研究所,1997:9~14.
    [2] Peng J, Luo X Z, Jin C J. The study about the dynamics of the approach glide-down path control of the carrier aircraft[A]. In: GONG Yao-nan ed. Proceedings of the Second Asian-Pacific Conference on Aerospace Technology and Science[C]. Beijing: Chinese Society of Aeronautics and Astronautics, 1997: 236~241.
    注:会议文集的出版者可能不是正式的出版社;出版地指出版者所在地,不一定是会议地点。
    6) 科技报告 著录格式:[序号] 作者. 题名[R]. 报告题名及编号,出版地:出版者,出版年.
    例:
    [1] 孔祥福. FD-09风洞带地面板条件下的流场校测报告[R]. 北京空气动力研究所技术报告 BG7-270,北京:北京空气动力研究所,1989.
    [2] Carl E J. Analysis of fatigue, fatigue-crack propagation and fracture data[R]. NASA CR-132332, 1973.
    注:对于NASA报告,AIAA Paper等航空航天领域知名报告,出版地和出版者可以省略。
    7) 国际、国家标准,行业规范 著录格式:[序号] 标准编号,标准名称[S]. 出版地:出版者,出版年.
    例:
    [1] MIL-E-5007 D, 航空涡轮喷气和涡轮风扇发动机通用规范[S]. 美国空军,1973.
    [2] GB 7713-87, 科学技术报告、学位论文和学术论文的编写格式[S].
    注:对于国标GB等,出版地、出版者和出版年可省略。
    8) 专利 著录格式:[序号] 设计人. 专利题名[P]. 专利国别:专利号,公告日
    例:
    [1] 黎志华,黎志军. 反馈声抵消器[P]. 中国专利:ZL85100748,1986-09-24.

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  • 直流电源_滤波电路

    2021-07-26 21:31:08
    电容滤波电路 1.滤波原理 2.输出电压平均值 3.脉动系数 4.整流二极管的导角 5.电容滤波电路的输出特性和滤波特性 倍压整流电路 其他形式的滤波电路 1,电感滤波电路 2.复式滤波电路 3.各种滤波电路的比较...

    目录

    前言

    电容滤波电路

    1.滤波原理

    2.输出电压平均值

    3.脉动系数

    4.整流二极管的导通角

    5.电容滤波电路的输出特性和滤波特性

    倍压整流电路

    其他形式的滤波电路

    1,电感滤波电路

    2.复式滤波电路

    3.各种滤波电路的比较

    前言

            整流电路的输出电压虽然是单一方向的,但是含有较大的交流成分不能适应大多数电子电路及设备的需要。因此,一般在整流后,还需利用滤波电路将脉动的直流电压变成平滑的直流电压。与用于信号处理的滤波电路相比,直流电源中滤波电路的显著特点是:均采用无源电路;理想情况下,滤去所以交流成分,而只保留直流成分;能够输出较大电流;而且,因为整流管工作在非线性状况(即导通或截止),故而滤波特性的分析方法也不尽相同。

    电容滤波电路

            电容滤波电路是最常见也是最简单的滤波电路,在整流电路的输出端(即负载电阻两端)并联一个电容即构成电容滤波电路,如下图(a)所示。滤波电容容量较大,因而一般均采用电解电容,在接线时要注意电解电容的正、负极。电容滤波电路利用电容的充放电作用,使输出电压趋于平滑

    1.滤波原理

            当变压器二次电压u_2处于正半周并且数值大于电容两端电压u_c时,二极管D_1.D_3导通,电流一路流经负载电阻R_L,另一路对电容C充电。因为在理想情况下,变压器二次侧无损耗,二极管导通电压为零,所以电容两端电压u_C(u_L)u_2相等,见图(b)中曲线的ab段。当u_2上升到峰值后开始下降,电容通过负载电阻R_L放电,其电压u_C也开始下降,趋势与u_2基本相同,见图(b)中曲线的bc段。但是由于电容按指数规模放电,所以当u_2下降到一定数组后,u_c的下降速度小于u_2的下降速度,使u_c大于u_2从而导致D_1.D_3反向偏置而变为截止。此后,电容C继续通过R_L放电,u_c按指数规模缓慢下降,见图(b)cd段。

            当u_2的负半周幅值变化到恰好大于u_c时,D_2.D_4因加正向电压变为导通状态,u_2再次对C充电,u_c上升到u_2的峰值后又开始下降;下降到一定数值时D_2.D_4变为截止,C对R_L放电,u_c按指数规模下降;放电到一定数值时D_1.D_3变为导通,重复上述过程。

            从图(b)所示波形可以看出,经滤波后的输出电压不仅变得平滑,而且平均值也得到提高。若考虑变压器内阻和二极管的导通电阻,则u_c的波形如图(c)所示,阴影部分为整流电路内阻上的压降。

            从以上分析可知,电容充电时,回路电阻为整流电路的内阻,即变压器内阻和二极管的导通电阻之和,其数值很小,因而时间常数很小。电容放电时,回路电阻为R_L,放电时间常数为R_LC,通常远大于充电的时间常数。因此,滤波效果取决于放电时间。电容愈大,负载电阻愈大,滤波后输出电压愈平滑,并且其平均值愈大,如下图所示。换言之,当滤波电容容量一定时,若负载电阻减小(即负载电流增大),则时间常数R_LC减小,放电速度加快,输出电压平均值随即下降,且脉动变大。

    2.输出电压平均值

            滤波电路输出电压波形难于用解析式来描述,近似估算时,可将图(c)所示波形近似为锯齿波,如下图所示。图中T为电网电压的周期。设整流电路内阻较小而R_LC较大,电容每次充电均可达到u_2的峰值(即U_{0max}=\sqrt{2}U_2),然后按R_LC放电的起初斜率直线下降,经R_LC交于横轴,且在T/2处的数值为最小值U_{0max},则输出电压平均值为

     同时按相似三角形关系可得

                                            \frac{U_{0max}-U_{0min}}{U_{0max}-}=\frac{T/2}{R_LC}

            ​​​​​​​        U_{0(AV)}=\frac{U_{0max}+U_{0min}}{2}=U_{0max}-\frac{U_{0max}-U_{0min}}{2}=U_{0max}(1-\frac{T}{4R_LC})

    因而        ​​​​​​​        ​​​​​​​                 U_{0(AV)}=\sqrt{2}U_2(1-\frac{T}{4R_LC})

             上式表明,当负载开路,即R_L=\propto时,U_{0(AV)}=\sqrt{2}U_2.当R_LC=(3\sim 5)T/2时,

            ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        U_{O(AV)}\approx 1.2U_2

            为了获得较好的滤波效果,在实际电路中,应选择滤波电容的容量满足R_LC=(3\sim 5)T/2的条件。由于采用电解电容,考虑到电网电压的波动范围为±10%,电容的耐压值应大于1.1\sqrt{2}U_2。在半波整流电路中,为了获得较好的滤波效果,电容容量应选得更大些。

    3.脉动系数

            在上图所示的近似波形中,交流分量的基波的峰—峰值为(U_{0max}-U_{0min}),根据U_{0(AV)}=\frac{U_{0max}+U_{0min}}{2}=U_{0max}-\frac{U_{0max}-U_{0min}}{2}=U_{0max}(1-\frac{T}{4R_LC})可得基波峰值为

            ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        \frac{U_{0max}-U_{0min}}{2}=\frac{T}{4R_LC}\cdot U_{0max}

    因此,脉动系数为        S=\frac{\frac{T}{4R_LC}\cdot U_{0max}}{U_{0max}(1-\frac{T}{4R_LC})}=\frac{T}{4R_LC-T}

    或        ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​                S=\frac{1}{\frac{4R_LC}{T}-1}

             应当指出,由于上图所示锯齿波所含的交流分量大于滤波电路输出电压实际的交流分量,因而根据上式计算出的脉动系数大于实际数值。

    4.整流二极管的导通角

            在未加滤波电容之前,无论哪种整流电路中的二极管均有半个周期处于导通状态,也称二极管的导通角\theta等于\pi加滤波电容后,只有当电容充电时,二极管才导通,因此,每只二极管的导通角小于\pi。而且,R_LC的值愈大,滤波效果愈好,导通角\theta将俞小。由于电容滤波后输出平均电流增大,而二极管的导通角反而减小,所以整流二极管在短暂的时间内将流过一个很大的冲击电流为电容充电,如下图所示。这对二极管的寿命很不利,所以必须选用较大容量的整流二极管,通常应选择其最大整流平均电流T_F大于负载电流的2~3倍

    5.电容滤波电路的输出特性和滤波特性

            当滤波电容C选定后,输出电压平均值U_{O(AV)}和输出电流平均值I_{O(AV)}的关系成为输出特性,脉动系数S和输出电流平均值I_{O(AV)}的关系称为滤波特性。根据  U_{0(AV)}=\sqrt{2}U_2(1-\frac{T}{4R_LC})和     S=\frac{1}{\frac{4R_LC}{T}-1}可画出输出特性如下图(a)所示,滤波特性如图(b)所示。曲线表明,C愈大电路带负载能力俞强,滤波效果愈好;I_{O(AV)}愈大(即负载电阻R_L俞小),U_{O(AV)}俞低,S的值愈大。

            综上所述,电容滤波电路简单易行,输出电压平均值高,适用于负载电流较小且变化也较小的场合。

    倍压整流电路

            利用滤波电容的存储作用,由多个电容和二极管可以获得几倍于变压器二次电压的输出电压,称之为倍压整流电路。

            下图所示为二倍压整流电路,U_2为变压器二次电压有效值。其工作原理简述如下:当u_2正半周时,A点为“+”,B点为“-”,使得二极管D_1导通,D_2截止;C_1充电,电流如图实线所示;C_1上电压极性右为“+”,左为“-”,最大值可达\sqrt{2}U_2。当u_2负半周时,A点为“-”,B点为“+”,C_1上电压于变压器二次电压相加,使得D_2导通,D_1截止;C_2充电,电流如图中虚线所示;C_2上电压的极性下为“+”,上为“-”,最大值可达2\sqrt{2}U_2可见,是C_1对电荷的存储作用,使输出电压(即电容C_2上的电压)为变压器二次电压峰值的2倍,利用同样原理可以实现所需倍速的输出电压

            下图所示为多倍压整流电路,在空载情况下,根据上述分析方法可得,C_1上电压为\sqrt{2}U_2C_2\sim C_6上电压均为2\sqrt{2}U_2。因此,以C_1两端作为输出端,输出电压的值为\sqrt{2}U_2;以C_2两端作为输出端,输出电压的值为2\sqrt{2}U_2;以C_1C_3上电压相加作为输出,输出电压的值为3\sqrt{2}U_2······以此类推,从不同位置输出,可获得\sqrt{2}U_2的4、5、6倍的输出电压。应当指出,为了简便起见,分析这类电路时,总是设电路空载,且已处于稳态;当电路带上负载后,输出电压将不可能达到u_2峰值的倍数。

    其他形式的滤波电路

    1,电感滤波电路

            在大电流负载情况下,由于负载电阻R_L很小,若采用电容滤波电路,则电容容量势必很大,而且整流二极管的冲击电流也非常大,这就使得整流管和电容器的选择变得很困难,甚至不太可能,在此情况下应当采用电感滤波。在整流电路与负载电阻之间串联一个电感线圈L就构成电感滤波,如下图所示。由于电感线圈的电感量要足够大,所以一般需要采用有铁芯的线圈。

            电感的基本性质是当流过它的电流变化时,电感线圈中产生的感生电动势将阻止电流的变化。当通过电感线圈的电流增大时,电感线圈产生的自感电动势与电流方向相反,阻止电流的增加,同时将一部分电脑转化成磁场能存储于电感之中;当通过电感线圈的电流减小时,自感电动势与电流方向相同,阻止电流的减小,同时释放出存储的能力,以补偿电流的减小。因此,经电感滤波后,不但负载电流及电压的脉动减小,波形变得平滑,而且整流二极管的导通角增大

            整流电路输出电压可分解为两部分,一部分为直流分量,它就是整流电路输出电压的平均值U_{O(AV)},对于全波整流电路,其值约为0.9U_2另一部分为交流分量u_d;如上图所标注。电感线圈对直流分量呈现的电抗很小,就是线圈本身的电阻R;而对交流分量呈现的电抗为\omega L。所以若二极管的导通角近似为\pi,则电感滤波后的输出电压平均值

            ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        U_{O(AV)}=\frac{R_L}{R+R_L}\cdot U_{D(AV)}=\frac{R_L}{R+R_L}\cdot 0.9U_2​​​​​​​

    输出电压的交流分量

            ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        ​​​​​​​        u_o=\frac{R_L}{\sqrt{(\omega L)^2}+{R_L}^2}\cdot u_d\approx \frac{R_L}{\omega L}\cdot u_d

            从“电感滤波后的输出电压平均值”可以看出,电感滤波电路输出电压平均值小于整流电路输出电压平均值,在线圈电阻可忽略的情况下,U_{O(AV)}\approx 0.9U_2。从“输出电压的交流分量”可以看出,在电感线圈不变的情况下,负载电阻愈小(即负载电流愈大),输出电压的交流分量愈小,脉动愈小。注意,只有在R_L远远小于\omega L时,才能获得较好的滤波效果。显然,L愈大,滤波效果愈大。

            另外,由于滤波电感电动势的作用,可以使二极管的导通角等于\pi,减小了二极管的冲击电流,平滑了流过二极管\pi​​​​​​​电流,从而延长了整流二极管的寿命。

    2.复式滤波电路

            当单独使用电容或电感进行滤波,效果仍不理想时,可采用复式滤波电路。电容和电感是基本的滤波元件,利用它们对直流量和交流量呈现不同电抗的特点,只要合理地接入电路都可以达到滤波的目的。下图(a)所示为LC滤波电路,图(b)(c)所示为两种\pi型滤波电路。

    3.各种滤波电路的比较

            下表中列出各种滤波电路性能的比较。构成滤波电路的电容及电感应足够大,\theta为二极管的导通角,凡\theta角小的,整流管的冲击电流大;凡\theta角大的,整流管的冲击电流小。

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  • 吃透一切整流滤波电路

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    基础电路

    一般直流稳压电源都使用220伏市电作为电源,经过变压、整流、滤波后输送给稳压电路进行稳压,最终成为稳定的直流电源。这个过程中的变压、整流、滤波等电路可以看作直流稳压电源的基础电路,没有这些电路对市电的前期处理,稳压电路将无法正常工作。

    1、变压电路

    通常直流稳压电源使用电源变压器来改变输入到后级电路的电压。电源变压器由初级绕组、次级绕组和铁芯组成。初级绕组用来输入电源交流电压,次级绕组输出所需要的交流电压。通俗的说,电源变压器是一种电→磁→电转换器件。即初级的交流电转化成铁芯的闭合交变磁场,磁场的磁力线切割次级线圈产生交变电动势。次级接上负载时,电路闭合,次级电路有交变电流通过。变压器的电路图符号见图2-3-1。

    “1”

    2、整流电路

    经过变压器变压后的仍然是交流电,需要转换为直流电才能提供给后级电路,这个转换电路就是整流电路。在直流稳压电源中利用二极管的单项导电特性,将方向变化的交流电整流为直流电。

    (1)半波整流电路

    半波整流电路见图2-3-2。其中B1是电源变压器,D1是整流二极管,R1是负载。B1次级是一个方向和大小随时间变化的正弦波电压,波形如图 2-3-3(a)所示。0~π期间是这个电压的正半周,这时B1次级上端为正下端为负,二极管D1正向导通,电源电压加到负载R1上,负载R1中有电流通过;π~2π期间是这个电压的负半周,这时B1次级上端为负下端为正,二极管D1反向截止,没有电压加到负载R1上,负载R1中没有电流通过。在 2π~3π、3π~4π等后续周期中重复上述过程,这样电源负半周的波形被“削”掉,得到一个单一方向的电压,波形如图2-3-3(b)所示。由于这样得到的电压波形大小还是随时间变化,我们称其为脉动直流。

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    设B1次级电压为E,理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出:

    整流二极管D1承受的反向峰值电压为:

    由于半波整流电路只利用电源的正半周,电源的利用效率非常低,所以半波整流电路仅在高电压、小电流等少数情况下使用,一般电源电路中很少使用。

    (2)全波整流电路

    由于半波整流电路的效率较低,于是人们很自然的想到将电源的负半周也利用起来,这样就有了全波整流电路。全波整流电路图见图2-3-6。相对半波整流电路,全波整流电路多用了一个整流二极管D2,变压器B1的次级也增加了一个中心抽头。这个电路实质上是将两个半波整流电路组合到一起。在0~π期间B1次级上端为正下端为负,D1正向导通,电源电压加到R1上,R1两端的电压上端为正下端为负,其波形如图2-3-7(b)所示,其电流流向如图2-3-8所示;在π~2π期间B1次级上端为负下端为正,D2正向导通,电源电压加到R1上,R1两端的电压还是上端为正下端为负,其波形如图2-3-7(c)所示,其电流流向如图2-3-9所示。在2π~3π、3π~4π等后续周期中重复上述过程,这样电源正负两个半周的电压经过D1、D2整流后分别加到R1两端,R1上得到的电压总是上正下负,其波形如图2-3-7(d)所示。

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    “7”

    设B1次级电压为E,理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出:

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    整流二极管D1和D2承受的反向峰值电压为:

    “9”

    全波整流电路每个整流二极管上流过的电流只是负载电流的一半,比半波整流小一倍。

    (3)桥式整流电路

    由于全波整流电路需要特制的变压器,制作起来比较麻烦,于是出现了一种桥式整流电路。这种整流电路使用普通的变压器,但是比全波整流多用了两个整流二极管。由于四个整流二极管连接成电桥形式,所以称这种整流电路为桥式整流电路。

    “10”

    由图2-3-13可以看出在电源正半周时,B1次级上端为正,下端为负,整流二极管D4和D2导通,电流由变压器B1次级上端经过D4、R1、D2回到变压器B1次级下端;由图2-3-14可以看出在电源负半周时,B1次级下端为正,上端为负,整流二极管D1和D3导通,电流由变压器B1次级下端经过 D1、R1、D3回到变压器B1次级上端。R1两端的电压始终是上正下负,其波形与全波整流时一致。

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    设B1次级电压为E,理想状态下负载R1两端的电压可用下面的公式求出:

    “”

    整流二极管D1和D2承受的反向峰值电压为:

    “”

    桥式整流电路每个整流二极管上流过的电流是负载电流的一半,与全波整流相同。
    通常情况下桥式整流电路都简化成图2-3-17的形式。

    “”

    (4)倍压整流电路

    前面介绍的三种整流电路输出电压都小于输入交流电压的有效值,如果需要输出电压大于输入交流电压有效值时可以采用倍压电路,见图2-3-18。由图 2-3-19可知,在电源的正半周,变压器B1次级上端为正下端为负,D1导通,D2截止,C1通过D1充电,充电后C1两端电压接近B1次级电压峰值,方向为左端正右端负;由图2-3-20可知,在电源的负半周,变压器B1次级上端为负下端为正,D1截止,D2导通,C2通过D1充电,充电后C2两端电压接近C1两端电压与B1次级电压峰值之和,方向为下端正上端负。由于负载R1与C1并联,当R1足够大时,R1两端的电压即为接近2倍B1次级电压。

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    二倍压整流电路还有另外一种形式的画法,见图2-3-21,其原理与图2-3-18完全一致,只是表现形式不一样。

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    二倍压电路还可以很容易的扩展为n倍压电路,具体电路见图2-3-22。

    “20”

    3、滤波电路

    交流电经过整流后得到的是脉动直流,这样的直流电源由于所含交流纹波很大,不能直接用作电子电路的电源。滤波电路可以大大降低这种交流纹波成份,让整流后的电压波形变得比较平滑。

    (1)电容滤波电路

    电容滤波电路图见图2-3-23,电容滤波电路是利用电容的充放电原理达到滤波的作用。在脉动直流波形的上升段,电容C1充电,由于充电时间常数很小,所以充电速度很快;在脉动直流波形的下降段,电容C1放电,由于放电时间常数很大,所以放电速度很慢。在C1还没有完全放电时再次开始进行充电。这样通过电容C1的反复充放电实现了滤波作用。滤波电容C1两端的电压波形见图2-3-24(b)。

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    选择滤波电容时需要满足下式的条件:

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    (2)电感滤波电路
    电感滤波电路图见图2-3-26。电感滤波电路是利用电感对脉动直流的反向电动势来达到滤波的作用,电感量越大滤波效果越好。电感滤波电路带负载能力比较好,多用于负载电流很大的场合。

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    (3)RC滤波电路
    使用两个电容和一个电阻组成RC滤波电路,又称π型RC滤波电路。见图2-3-27所示。这种滤波电路由于增加了一个电阻R1,使交流纹波都分担在R1上。R1和C2越大滤波效果越好,但R1过大又会造成压降过大,减小了输出电压。一般R1应远小于R2。

    “”

    (4)LC滤波电路
    与RC滤波电路相对的还有一种LC滤波电路,这种滤波电路综合了电容滤波电路纹波小和电感滤波电路带负载能力强的优点。其电路图见图2-3-28。

    “”

    (5)有源滤波电路
    当对滤波效果要求较高时,可以通过增加滤波电容的容量来提高滤波效果。但是受电容体积限制,又不可能无限制增大滤波电容的容量,这时可以使用有源滤波电路。其电路形式见图2-3-29,其中电阻R1是三极管T1的基极偏流电阻,电容C1是三极管T1的基极滤波电容,电阻R2是负载。这个电路实际上是通过三极管T1的放大作用,将C1的容量放大β倍,即相当于接入一个(β+1)C1的电容进行滤波。

    “27”

    图2-3-29中,C1可选择几十微法到几百微法;R1可选择几百欧到几千欧,具体取值可根据T1的β值确定,β值高,R可取值稍大,只要保证T1的集电极-发射极电压(UCE)大于1.5V即可。T1选择时要注意耗散功率PCM必须大于UCEI,如果工作时发热较大则需要增加散热片。

    有源滤波电路属于二次滤波电路,前级应有电容滤波等滤波电路,否则无法正常工作。

    4、整流滤波电路总结

    (1)常用整流电路性能对照

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    (2)常用无源滤波电路性能对照

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    (3)电容滤波电路输出电流大小与滤波电容量的关系

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    (4)常用整流滤波电路计算表

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反向低通滤波电路