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  • 本文主要讲了反相比例运算放大电路,下面一起来学习一下
  • 本文主要为运算放大器反向比例和同相比例电路,下面一起来学习一下
  • 传感器+运算放大器+ADC+处理器是运算放大器的典型应用电路,在这种应用中,一个典型的问题是传感器提供的电流非常低,在这种情况下,如何完成信号放大? 对于微弱信号的放大,只用单个放大器难以达到好的效果,必须...
  • 本文主要讲了一下关于运算放大器同相放大和反相放大的区别,希望对你的学习有所帮助。
  • 运放振荡两个条件:1、环路增益大于1(|AF|大于等于1) 2、反馈前后信号的相位差在360度以上,附加相位180以上(由于负反馈接反向端)。本文主要介绍了运算放大器自激震荡电路设计方法。
  • 本文主要讲了运算放大器反相同相求和电路及和差电路,下面一起来学习一下
  •  集成运算放大器按照输入方式可分为同相、反相、差动三种接法。按照运算关系可分为比例、加法、减法、积分、微分等,利用输入方式与运算关系的组合,可接成各种运算电路。 图1 μA74l引脚排列  1,反相比例运算...
  • 单电源供电运放电路设计是运放电路设计中的难点,本文档通过对几个常用单电源供电运放电路(同相、反向比例放大器,加法器,减法器,仪用放大器,一阶、二阶滤波器)的详细分析,从而熟悉并掌握单电源供电运放电路的...
  • 运算放大器十大经典原理图图解运算放大器工作原理经典电路——反向放大器
  • 本设计实例意在填补空白,对具备真正差分输入和近似轨到轨输出摆幅能力的二级运算放大器进行演示。实例中的运算放大器通过5V单电源供电。
  • 本文旨在学习如何快速简单地对运算放大器进行分析

    本文旨在学习如何快速简单地对运算放大器进行分析;
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    1 运算放大器(OPAMP)

    集成运算放大器有同向输入端和反向输入端,具体如下图所示;
    在这里插入图片描述
    输出电压 u o u_o uo满足关系 u o = f ( u p − u n ) u_o=f(u_p-u_n) uo=f(upun) ,集成运放最终放大的是差模信号,在没有引入反馈的情况下,电压的放大倍数为差模开环放大倍数,这里记作 A o d A_{od} Aod,因此当运放工作在线性区域的时候,满足 u o = A o d ( u p − u n ) u_o=A_{od}(u_p-u_n) uo=Aod(upun) 1

    集成运放的电压传输特性如下图所示;
    在这里插入图片描述

    • 工作在线性区的时候,则曲线的斜率为电压的放大倍数;
    • 工作在非线性区的时候,即处于饱和状态的情况下,输出电压为 U o m U_{om} Uom − U o m -U_{om} Uom

    2 虚短和虚断

    虚短
    前面提到,集成运算放大器的开环放大倍数很大,一般通用型的运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上,但是运放的输出电压是有限制的,一般 U o m U_{om} Uom10V~14V,然而运放的差模输入电压不足1 mV,因此可以输入两端可以近似等电位,就相当于 短路。开环电压放大倍数越大,两输入端的电位越接近相等,这种特性称之为虚短

    虚断
    集成运算放大器具有输入高阻抗的特性,一般同向输入端和反向输入端的输入电阻都在1MΩ以上,所以输入端流入运放的电流往往小于1uA,远小于输入端外电路的电流。所以这里通常可把运放的两输入端视为开路,并且运放的输入电阻越大,同向和反向输入两端越接近开路。在运放处于线性状态时,根据这个特性可以把两输入端视为等效开路,简称虚断

    3 反向放大器

    3.1 典型电路

    在这里插入图片描述

    3.2 放大倍数

    根据虚短和虚断,可以求出运算放大器的放大倍数:

    • 假设流过电阻 R f R_f Rf的电流为 I f I_f If;流过电阻 R i n R_{in} Rin的电流为 I i n I_{in} Iin
    • 假设运算放大器同向输入端电压为 V + V_+ V+,反向输入端电压为 V − V_- V

    根据虚短,可以得到:
    V + = V − ⋯ ① V_+ = V_- \cdots ① V+=V
    根据虚断,可知电阻 R i n R_{in} Rin R f R_{f} Rf为串联关系:
    则满足:
    { I i n = I f ⋯ ② I i n = V i − V − R i n ⋯ ③ I f = V o u t − V − R f ⋯ ④ V + = 0 ⋯ ⑤ \begin{cases} I_{in} = I_f \cdots ②\\ I_{in} = \cfrac{Vi - V_-}{R_{in}} \cdots ③ \\ I_{f} = \cfrac{V_out - V_-}{R_{f}} \cdots ④\\ V_+ = 0\cdots ⑤\\ \end{cases} Iin=IfIin=RinViVIf=RfVoutVV+=0

    最终求代数式可以得到:
    V o u t = − R f R i n V i n V_{out} = -\cfrac{R_f}{R_{in}}V_{in} Vout=RinRfVin

    3.3 仿真结果

    V i n V_{in} Vin 为 频率50Hz,幅值为 500mV的正弦波,具体设置如下图所示;

    在这里插入图片描述
    增益 G a i n = − R f R i n = − 3 Gain = -\cfrac{R_f}{R_{in}} = -3 Gain=RinRf=3

    所以输入输出关系为: V o u t = − 3 V i n V_{out} = -3 V_{in} Vout=3Vin
    仿真结果如下图所示;
    在这里插入图片描述

    4 同向放大器

    4.1 双电源

    同向放大器同样可以使用虚短虚断去分析;具体电路如下图所示;
    在这里插入图片描述
    推导过程:

    • 假设流过电阻 R f R_f Rf的电流为 I f I_f If;流过电阻 R i n R_{in} Rin的电流为 I i n I_{in} Iin
    • 假设运算放大器同向输入端电压为 V + V_+ V+,反向输入端电压为 V − V_- V

    根据虚短,可以得到:
    V + = V − ⋯ ① V_+ = V_- \cdots ① V+=V
    根据虚断,可知电阻 R i n R_{in} Rin R f R_{f} Rf为串联关系:
    则满足:
    { I i n = I f ⋯ ② I f = V o u t R i n + R f ⋯ ③ I i n = V i n R i n ⋯ ④ V + = V i n ⋯ ⑤ \begin{cases} I_{in} = I_f \cdots ②\\ I_{f} = \cfrac{V_{out}}{R_{in}+R_{f}} \cdots ③\\ I_{in} =\cfrac{V_{in}}{R_{in}}\cdots ④\\ V_+ = V_{in}\cdots ⑤\\ \end{cases} Iin=IfIf=Rin+RfVoutIin=RinVinV+=Vin

    最终求解得到:
    V o u t = R f + R i n R i n V i n V_{out} = \cfrac{R_f + R_{in}}{R_{in}} V_{in} Vout=RinRf+RinVin

    4.2 双电源同向放大器仿真结果

    V i n V_{in} Vin 为 频率50Hz,幅值为 500mV的正弦波,具体设置如下图所示;

    在这里插入图片描述
    增益 G a i n = R f + R i n R i n = 4 Gain = \cfrac{R_f+R_{in}}{R_{in}} = 4 Gain=RinRf+Rin=4

    所以输入输出关系为: V o u t = 4 V i n V_{out} = 4 V_{in} Vout=4Vin
    仿真结果如下图所示;
    在这里插入图片描述

    4.3 单电源

    与上面双电源供电不同,如果运算放大器使用单电源,为了输出正常,如果使用单电源供电,非反向放的OP放大器必须与地线关联,如果 V − V_- V 是接地,那 V + V_+ V+ 输入端需要有 V + 2 \cfrac{V_+}{2} 2V+的压降,这个可以通过电阻分压得到。单电源的电路如下图所示;
    在这里插入图片描述
    这里增加了两个20KΩ的分压,在 V + V_+ V+端增加了2.5V的输入电压。

    4.4 双电源同向放大器仿真结果

    输入与上面的实验相同此处不再赘述;

    增益 G a i n = R f + R i n R i n = 2 Gain = \cfrac{R_f+R_{in}}{R_{in}} = 2 Gain=RinRf+Rin=2

    所以输入输出关系为: V o u t = 2 V i n + V c c 2 V_{out} = 2 V_{in} + \cfrac{Vcc}{2} Vout=2Vin+2Vcc
    在这里插入图片描述

    5 总结

    本文分析的运算放大器都是比较常用且简单的类型,当前只给出了如何计算输入和输出的关系,如果作为硬件设计人员,还需要关注更多的细节,更多运算放大器的指标,失调电压,温漂等等,笔者能力有限,无法进行分析,如果单纯作为读懂一般的运算放大电路还是够用的。

    文中难免有错误和纰漏之处,请大佬们不吝赐教
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    1. 参考自《模拟电子技术基础童诗白第四版》 ↩︎

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  • 运算放大器电路.zip

    2020-06-11 15:55:44
    multisim模电基本运算放大电路仿真:包括反向比例放大电路、积分电路、加法运算放大电路、同向比例放大电路、微分电路
  • 运算放大器典型电路及原理

    万次阅读 多人点赞 2019-06-10 20:08:24
     运算放大器组成的电路五花八门,令人眼花瞭乱,在分析运算放大器工作原理时倘没有抓住核心,往往令人头大。本文收集运放电路的应用电路,希望看完后有所收获。但是在分析各个电路之前,还是先回忆一下两个运放教材...

    1.运算放大器工作原理综述:
      运算放大器组成的电路五花八门,令人眼花瞭乱,在分析运算放大器工作原理时倘没有抓住核心,往往令人头大。本文收集运放电路的应用电路,希望看完后有所收获。但是在分析各个电路之前,还是先回忆一下两个运放教材里必教的技能,就是“虚短”和“虚断”。

    “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时,可把两输入端视为等电位,这一特性称为虚假短路,简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。

    “虚断”是指在分析运放处于线性状态时,可以把两输入端视为等效开路,这一特性 称为虚假开路,简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。

    2.运算放大器工作原理经典电路图一
      图一运算放大器的同向端接地=0V,反向端和同向端虚短,所以也是0V,反向输入端输入电阻很高,虚断,几乎没有电流注入和流出,那么R1和R2相当于是串联的,流过一个串联电路中的每一只组件的电流是相同的,即流过R1的电流和流过R2的电流是相同的。流过R1的电流I1 = (Vi - V-)/R1 ……a 流过R2的电流I2 = (V- - Vout)/R2 ……b V- = V+ = 0 ……c I1 = I2 ……d 求解上面的初中代数方程得Vout = (-R2/R1)*Vi 这就是传说中的反向放大器的输入输出关系式了。

    在这里插入图片描述

    3.运算放大器工作原理经典电路图二
      图二中Vi与V-虚短,则 Vi = V- ……a 因为虚断,反向输入端没有电流输入输出,通过R1和R2 的电流相等,设此电流为I,由欧姆定律得: I = Vout/(R1+R2) ……b Vi等于R2上的分压, 即:Vi = IR2 ……c 由abc式得Vout=Vi(R1+R2)/R2 这就是传说中的同向放大器的公式了。

    在这里插入图片描述

    4.运算放大器工作原理经典电路图三
      图三中,由虚短知: V- = V+ = 0 ……a 由虚断及基尔霍夫定律知,通过R2与R1的电流之和等于通过R3的电流,故 (V1 – V-)/R1 + (V2 – V-)/R2 = (Vout – V-)/R3 ……b 代入a式,b式变为V1/R1 + V2/R2 = Vout/R3 如果取R1=R2=R3,则上式变为Vout=V1+V2,这就是传说中的加法器了。
    在这里插入图片描述

    (编辑者注)质疑:(V1 – V-)/R1 + (V2 – V-)/R2 = (V- – Vout)/R3 ……b 图三公式中少了个负号?

    5.运算放大器工作原理经典电路图四
      请看图四。因为虚断,运算放大器同向端没有电流流过,则流过R1和R2的电流相等,同理流过R4和R3的电流也相等。故 (V1 – V+)/R1 = (V+ - V2)/R2 ……a (Vout – V-)/R3 = V-/R4 ……b 由虚短知: V+ = V- ……c 如果R1=R2,R3=R4,则由以上式子可以推导出 V+ = (V1 + V2)/2 V- = Vout/2 故 Vout = V1 + V2 也是一个加法器,呵呵!

    在这里插入图片描述

    6.运算放大器工作原理经典电路图五
      图五由虚断知,通过R1的电流等于通过R2的电流,同理通过R4的电流等于R3的电流,故有 (V2 – V+)/R1 = V+/R2 ……a (V1 – V-)/R4 = (V- - Vout)/R3 ……b 如果R1=R2, 则V+ = V2/2 ……c 如果R3=R4, 则V- = (Vout + V1)/2 ……d 由虚短知 V+ = V- ……e 所以 Vout=V2-V1 这就是传说中的减法器了。

    在这里插入图片描述

    7.运算放大器工作原理经典电路图六
      图六电路中,由运算放大器的虚短知,反向输入端的电压与同向端相等,由虚断知,通过R1的电流与通过C1的电流相等。通过R1的电流 i=V1/R1 通过C1的电流i=CdUc/dt=-CdVout/dt 所以 Vout=((-1/(R1C1))∫V1dt 输出电压与输入电压对时间的积分成正比,这就是传说中的积分电路了。若V1为恒定电压U,则上式变换为Vout = -Ut/(R1*C1) t 是时间,则Vout输出电压是一条从0至负电源电压按时间变化的直线。

    在这里插入图片描述

    8.运算放大器工作原理经典电路图七
      图七中由虚断知,通过电容C1和电阻R2的电流是相等的,由虚短知,运算放大器同向端与反向端电压是相等的。则: Vout = -i * R2 = -(R2*C1)dV1/dt 这是一个微分电路。如果V1是一个突然加入的直流电压,则输出Vout对应一个方向与V1相反的脉冲。

    在这里插入图片描述

    9.运算放大器工作原理经典电路图八
      图八.由虚短知 Vx = V1 ……a Vy = V2 ……b 由虚断知,运算放大器输入端没有电流流过,则R1、R2、R3可视为串联,通过每一个电阻的电流是相同的,电流I=(Vx-Vy)/R2 ……c 则: Vo1-Vo2=I*(R1+R2+R3) = (Vx-Vy)(R1+R2+R3)/R2 ……d 由虚断知,流过R6与流过R7的电流相等,若R6=R7, 则Vw = Vo2/2 ……e 同理若R4=R5,则Vout – Vu = Vu – Vo1,故Vu = (Vout+Vo1)/2 ……f 由虚短知,Vu = Vw ……g 由efg得 Vout = Vo2 – Vo1 ……h 由dh得 Vout = (Vy –Vx)(R1+R2+R3)/R2 上式中(R1+R2+R3)/R2是定值,此值确定了差值(Vy –Vx)的放大倍数。这个电路就是传说中的差分放大电路了。

    在这里插入图片描述

    10.运算放大器工作原理经典电路图九
      分析一个大家接触得较多的电路。很多控制器接受来自各种检测仪表的020mA或420mA电流,电路将此电流转换成电压后再送ADC转换成数字信号,图九就是这样一个典型电路。如图420mA电流流过采样100Ω电阻R1,在R1上会产生0.42V的电压差。由虚断知,运算放大器输入端没有电流流过,则流过R3和R5的电流相等,流过R2和R4的电流相等。故: (V2-Vy)/R3 = Vy/R5 ……a (V1-Vx)/R2 = (Vx-Vout)/R4 ……b 由虚短知: Vx = Vy ……c 电流从0~20mA变化,则V1 = V2 + (0.4~2) ……d 由cd式代入b式得(V2 + (0.4~2)-Vy)/R2 = (Vy-Vout)/R4 ……e 如果R3=R2,R4=R5,则由e-a得Vout = -(0.4~2)R4/R2 ……f 图九中R4/R2=22k/10k=2.2,则f式Vout = -(0.884.4)V,即是说,将420mA电流转换成了-0.88 ~ -4.4V电压,此电压可以送ADC去处理。

    在这里插入图片描述

    11.运算放大器工作原理经典电路图十
      电流可以转换成电压,电压也可以转换成电流。图十就是这样一个电路。上图的负反馈没有通过电阻直接反馈,而是串联了三极管Q1的发射结,大家可不要以为是一个比较器就是了。只要是放大电路,虚短虚断的规律仍然是符合的!

    在这里插入图片描述

    由虚断知,运算放大器输入端没有电流流过,

    则 (Vi – V1)/R2 = (V1 – V4)/R6 ……a

    同理 (V3 – V2)/R5 = V2/R4 ……b

    由虚短知 V1 = V2 ……c

    如果R2=R6,R4=R5,则由abc式得V3-V4=Vi

    上式说明R7两端的电压和输入电压Vi相等,则通过R7的电流I=Vi/R7,如果负载RL<<100KΩ,则通过Rl和通过R7的电流基本相同。

    12.运算放大器工作原理经典电路图十一
      来一个复杂的,呵呵!图十一是一个三线制PT100前置放大电路。PT100传感器引出三根材质、线径、长度完全相同的线,接法如图所示。有2V的电压加在由R14、R20、R15、Z1、PT100及其线电阻组成的桥电路上。Z1、Z2、Z3、D11、D12、D83及各电容在电路中起滤波和保护作用,静态分析时可不予理会,Z1、Z2、Z3可视为短路,D11、D12、D83及各电容可视为开路。由电阻分压知, V3=2R20/(R14+20)=200/1100=2/11 ……a 由虚短知,U8B第6、7脚 电压和第5脚电压相等 V4=V3 ……b 由虚断知,U8A第2脚没有电流流过,则流过R18和R19上的电流相等。 (V2-V4)/R19=(V5-V2)/R18 ……c 由虚断知,U8A第3脚没有电流流过, V1=V7 ……d 在桥电路中R15和Z1、PT100及线电阻串联,PT100与线电阻串联分得的电压通过电阻R17加至U8A的第3脚, V7=2(Rx+2R0)/(R15+Rx+2R0) ……e 由虚短知,U8A第3脚和第2脚电压相等, V1=V2 ……f 由abcdef得, (V5-V7)/100=(V7-V3)/2.2 化简得 V5=(102.2V7-100V3)/2.2 即 V5=204.4(Rx+2R0)/(1000+Rx+2R0) – 200/11 ……g 上式输出电压V5是Rx的函数我们再看线电阻的影响。Pt100最下端线电阻上产生的电压降经过中间的线电阻、Z2、R22,加至U8C的第10脚,由虚断知, V5=V8=V9=2R0/(R15+Rx+2R0) ……a (V6-V10)/R25=V10/R26 ……b 由虚短知, V10=V5 ……c 由式abc得 V6=(102.2/2.2)V5=204.4R0/[2.2(1000+Rx+2R0)] ……h 由式gh组成的方程组知,如果测出V5、V6的值,就可算出Rx及R0,知道Rx,查pt100分度表就知道温度的大小了。

    在这里插入图片描述
    本文改自:http://forum.eepw.com.cn/thread/196953/1
    图片来自网络

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  • Multisim的集成运放仿真电路,包含了同向比例放大反向比例放大,加法,减法。里面有各种电路的应用分析,可以帮助更进一步的了解集成运放电路
  • PIN二极管在重掺杂的P区和N区之间夹有一层轻掺杂的本征区(I),此类二极管广泛用于射频与微波领域。... 另一方面,也可以使用随处可得的运算放大器以及箝位放大器、差分放大器等特殊放大器作为备选方案,代替分立
  • 本文将通过一些实例讲解如何根据运放的性能参数对所需进行设计的电路的驱动能力进行评估,从而帮助设计者确保自己所选择的产品,在所有情况下都具有足够的负载驱动能力。
  • 本文主要讲了运算放大器同相放大反相放大的区别,希望对你的学习有所帮助。
  • 面对模拟电路中各种公式,若是不掌握本质内容,即使知道公式,哪天换一种模式,可能就不会算了。本节主要讲解运算放大器的计算。
  • PIN二极管在重掺杂的P区和N区之间夹有一层轻掺杂的本征区(I),此类二极管广泛用于射频与微波领域。... 另一方面,也可以使用随处可得的运算放大器以及箝位放大器、差分放大器等特殊放大器作为备选方案,代替分立
  • 这是一个非常有趣的问题。表面看来这似乎有悖常理,但实际上人们想这么做确实有一些很好的理由。本文主要介绍运算放大器作为衰减器的注意问题。
  • 首先说一下共模信号,就是在差分信号放大的输入端输入极性相同的信号,而差模信号是极性相反的信号 ...此为反向放大器,电压并联负反馈 R2是平衡电阻,是运放的输入端对称,一般取值为R2 = R1// RF。 R
  • 摘要:这篇应用笔记讨论了传统运算放大器(op amp)中如何使用数字电位器实现增益控制。文中给出了典型运算放大器配置(反相,同相)的实例,利用数字电位器代替标准的机械电位器。  这篇技术简介要求理解放大器...
  • 与分立器件相比,现代集成运算放大器(op amp)和仪表放大器(in-amp)为设计...AC耦合时缺少DC偏置电流回路最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。...

    与分立器件相比,现代集成运算放大器(op amp)和仪表放大器(in-amp)为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样,由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题,从而导致电路不能实现预期功能——或者可能根本不工作。

    AC耦合时缺少DC偏置电流回路

    最常遇到的一个应用问题是在交流(AC)耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流(DC)回路。在图1中,一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合,这是一种隔离输入电压(VIN)的DC分量的简单方法。这在高增益应用中尤其有用,在那些应用中哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围,甚至导致输出饱和。然而,在高阻抗输入端加电容耦合,而不为同相输入端的电流提供DC通路,会出现问题。

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    图1. 错误的运算放大器AC耦合输入

    实际上,输入偏置电流会流入耦合的电容器,并为它充电,直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性,电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。

    这个过程可能会需要很长时间。例如,一只场效应管(FET)输入放大器,当1 pA的偏置电流与一个0.1 µF电容器耦合时,其充电速率I/C为10-12/10-7=10 µV/s,或每分钟600 µV。如果增益为100,那么输出漂移 为每分钟0.06 V。因此,一般实验室测试(使用AC耦合示波器)无法检测到这个问题,而电路在数小时之后才会出现问题。显然,完全避免这个问题非常重要。

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    图2. 正确的双电源供电运算放大器AC耦合输入方法

    图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里,在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器,为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小,当使用双极性运算放大器时,应该使其两个输入端的偏置电流相等,所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。

    然而,应该注意的是,该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声,因此要在电路输入阻抗、输入耦合电容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000Ω ~1 MΩ之间。

    类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路,没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源(图3a)和单电源(图3b)供电的仪表放大器电路中很常见。

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    图3. 不工作的AC耦合仪表放大器实例

    这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中,如图4所示,如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路,该问题就会出现。

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    图4. 不工作的变压器耦合仪表放大器电路

    图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里,在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器(RA,RB)。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。

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    图5. 每个输入端与地之间都接一个高阻值的电阻器以提供必需的偏置电流回路。

    a. 双电源, b. 单电源

    这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中,两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中,两个输入端的参考端或者接地(VCM接地)或者接一个偏置电压,通常为最大输入电压的一半。

    同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路(见图6),除非变压器的次级有中间抽头,它可以接地或接VCM

    在该电路中,由于两只输入电阻器之间的失配和(或)两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误差最小,在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器(即桥接在两只电阻器之间),其阻值大约为前两只电阻器的1/10th(但与差分源阻抗相比仍然很大)。

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    图6. 正确的仪表放大器变压器输入耦合方法

    为仪表放大器、运算放大器和ADC提供参考电压

    图7示出一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器(ADC)的单电源电路。该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压,而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法,例如电阻分压器,为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时,会产生误差。

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    图7. 仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路

    正确地提供仪表放大器的参考电压

    一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗,因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源,例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差(见图8)。

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    图8. 错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压引脚

    例如,流行的仪表放大器设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为

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    参考电压输入端的增益为1(如果从低阻抗电压源输入)。但是,在上图所示的电路中,仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性和分压器的分压比。这还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而,如果接入R4, 那么该电阻的等效电阻会变小,减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值(50 kΩ),该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上,减法器电路的精度保持不变。

    如果仪表放大器采用封闭的单封装形式(一个IC),则不能使用这种方法。此外,还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终,参考电压将不可调。另一方面,如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略,这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下,这种笨拙的方法都不是好的设计方案。

    图9示出了一个更好的解决方案,在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题,而且很容易对参考电压进行调节。

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    图9. 利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端

    当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能

    一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压,例如ADR121,代替VS分压。

    当设计带有仪表放大器和运算放大器的电路时,这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的,因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大,而且在适当的条件下会引起寄生振荡。

    现代的运算放大器和仪表放大器都提供频率相当低的电源电压抑制(PSR)能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80~100dB以上,可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,000~1/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过,总是需要高频旁路电容(正如图1~7所示)并且经常起到重要作用。

    此外,当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时,电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表放大器的输出级。因此,除非提供低通滤波器,否则IC通常优良的PSR性能会丢失。

    在图10中,在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的-3 dB极点由电阻器 R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。

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    图10. 保证PSR性能的参考端退耦电路

    上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的-3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器(0.01 µF)可使电阻器噪声最小。

    该滤波器充电需要时间。按照试用值,参考输入的上升时间应是时间常数的几倍(这里T =R3Cf = 5 s),或10~15s。

    图11中的电路做了进一步改进。这里,运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用,它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外,有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。

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    图11. 将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚

    测试结果:利用上图所示的元件值,施加12 V电源电压,对仪表放大器的6 V参考电压提供滤波。将仪表放大器的增益设置为1,采用频率变化的1 VP-P正弦信号调制12 V电源。在这样的条件下,随着频率的减小,一直减到大约8 Hz时,我们在示波器上看不到AC信号。当对仪表放大器施加低幅度输入信号时,该电路的测试电源电压范围是4 V到25 V以上。电路的导通时间大约为2 s。

    单电源运算放大器电路的退耦

    最后,单电源运算放大器电路需要偏置共模输入电压幅度以控制AC信号的正向摆幅和负向摆幅。当从电源电压利用分压器提供偏置电压时,为了保证PSR的性能就需要合适的退耦。

    一种常用但不正确的方法是利用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器(加0.1µF旁路电容)提供VS/2给运算放大器的同相输入端。使用这样小的电容值对电源退耦通常是不够的,因为极点仅为32 Hz。电路出现不稳定(“低频振荡”),特别是在驱动感性负载时。

    图12(反相输入)和图13(同相输入)示出了达到最佳退耦结果的VS/2偏置电路。在两种情况中,偏置电压加在同相输入端,反馈到反向输入端以保证相同的偏置电压,并且单位DC增益也要偏置相同的输出电压。耦合电容器C1使低频增益从BW3降到单位增益。

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    图12. 单电源同相输入放大器电路正确的电源退耦方案。中频增益=1+R2/R1

    如上图所示,当采用100 kΩ/100 kΩ电阻分压器时一个好的经验是,为获得0.3 Hz的 - 3 dB截止频率,应当选用的C2最小为10 µF。而100 µF(0.03 Hz)实际上对所有电路都足够了。

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    图13. 单电源反相输入放大器正确的退耦电路

    中频增益= - R2/R1

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  • 集成运算放大器可以接成同相放大也可以接成反相放大,那使用同相放大好还是反相放大好呢?我们先来看同相放大和反相放大的区别
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    原文链接:运算放大器基本电路大全

    原文作者:电子工程专辑

    引言

    我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集,但是这些应用都建立在双电源的基础上,很多时候,电路的设计者必须用单电源供电,但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。

    在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心,设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。

    1.1 电源供电和单电源供电

    所有的运算放大器都有两个电源引脚,一般在资料中,它们的标识是VCC+和VCC-,但是有些时候它们的标识是VCC+和GND。这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是,这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放不是按默认电压供电的时候,需要参考运放的数据手册,特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。

    绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器,比如图一左边的那个电路,一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V,正负12V和正负5V也是经常使用的。输入电压和输出电压都是参考地给出的,还包括正负电压的摆动幅度极限Vom以及最大输出摆幅。

    单电源供电的电路(图一中右)运放的电源脚连接到正电源和地。正电源引脚接到VCC+,地或者VCC-引脚连接到GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上,这时运放的输出电压也是该虚地电压,运放的输出电压以虚地为中心,摆幅在Vom 之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明Voh 和Vol 。需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压,但在大部分应用中,输入和输出是参考电源地的,所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容,用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见1.3节)

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    通常单电源供电的电压一般是5V,这时运放的输出电压摆幅会更低。另外现在运放的供电电压也可以是3V 也或者会更低。出于这个原因在单电源供电的电路中使用的运放基本上都是Rail-To-Rail 的运放,这样就消除了丢失的动态范围。需要特别指出的是输入和输出不一定都能够承受Rail-To-Rail 的电压。虽然器件被指明是轨至轨(Rail-To-Rail)的,如果运放的输出或者输入不支持轨至轨,接近输入或者接近输出电压极限的电压可能会使运放的功能退化,所以需要仔细的参考数据手册是否输入和输出是否都是轨至轨。这样才能保证系统的功能不会退化,这是设计者的义务。

    1.2 虚地

    单电源工作的运放需要外部提供一个虚地,通常情况下,这个电压是VCC/2,图二的电路可以用来产生VCC/2的电压,但是他会降低系统的低频特性。

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    R1 和R2 是等值的,通过电源允许的消耗和允许的噪声来选择,电容C1 是一个低通滤波器,用来减少从电源上传来的噪声。在有些应用中可以忽略缓冲运放。

    在下文中,有一些电路的虚地必须要由两个电阻产生,但是其实这并不是完美的方法。在这些例子中,电阻值都大于100K,当这种情况发生时,电路图中均有注明。

    1. 3 交流耦合

    虚地是大于电源地的直流电平,这是一个小的、局部的地电平,这样就产生了一个电势问题:输入和输出电压一般都是参考电源地的,如果直接将信号源的输出接到运放的输入端,这将会产生不可接受的直流偏移。如果发生这样的事情,运放将不能正确的响应输入电压,因为这将使信号超出运放允许的输入或者输出范围。

    解决这个问题的方法将信号源和运放之间用交流耦合。使用这种方法,输入和输出器件就都可以参考系统地,并且运放电路可以参考虚地。当不止一个运放被使用时,如果碰到以下条件级间的耦合电容就不是一定要使用:第一级运放的参考地是虚地第二级运放的参考第也是虚地这两级运放的每一级都没有增益。任何直流偏置在任何一级中都将被乘以增益,并且可能使得电路超出它的正常工作电压范围。

    如果有任何疑问,装配一台有耦合电容的原型,然后每次取走其中的一个,观察电工作是否正常。除非输入和输出都是参考虚地的,否则这里就必须要有耦合电容来隔离信号源和运放输入以及运放输出和负载。一个好的解决办法是断开输入和输出,然后在所有运放的两个输入脚和运放的输出脚上检查直流电压。所有的电压都必须非常接近虚地的电压,如果不是,前级的输出就就必须要用电容做隔离。(或者电路有问题)

    1. 4 组合运放电路

    在一些应用中,组合运放可以用来节省成本和板上的空间,但是不可避免的引起相互之间的耦合,可以影响到滤波、直流偏置、噪声和其他电路特性。设计者通常从独立的功能原型开始设计,比如放大、直流偏置、滤波等等。在对每个单元模块进行校验后将他们联合起来。除非特别说明,否则本文中的所有滤波器单元的增益都是 1。

    1. 5 选择电阻和电容的值

    每一个刚开始做模拟设计的人都想知道如何选择元件的参数。电阻是应该用1 欧的还是应该用1 兆欧的?一般的来说普通的应用中阻值在K 欧级到100K 欧级是比较合适的。高速的应用中阻值在100 欧级到1K 欧级,但他们会增大电源的消耗。便携设计中阻值在1 兆级到10 兆欧级,但是他们将增大系统的噪声。用来选择调整电路参数的电阻电容值的基本方程在每张图中都已经给出。如果做滤波器,电阻的精度要选择1% E -96系列(参看附录A)。一但电阻值的数量级确定了,选择标准的E-12系列电容。

    用E-24系列电容用来做参数的调整,但是应该尽量不用。用来做电路参数调整的电容不应该用5%的,应该用1%。

    2.1 放大

    放大电路有两个基本类型:同相放大器和反相放大器。他们的交流耦合版本如图三所示。对于交流电路,反向的意思是相角被移动180度。这种电路采用了耦合电容 ――Cin 。Cin被用来阻止电路产生直流放大,这样电路就只会对交流产生放大作用。如果在直流电路中,Cin被省略,那么就必须对直流放大进行计算。

    在高频电路中,不要违反运放的带宽限制,这是非常重要的。实际应用中,一级放大电路的增益通常是100倍(40dB),再高的放大倍数将引起电路的振荡,除非在布板的时候就非常注意。如果要得到一个放大倍数比较的大放大器,用两个等增益的运放或者多个等增益运放比用一个运放的效果要好的多。

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    2.2 衰减

    传统的用运算放大器组成的反相衰减器如图四所示。

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    在电路中R2要小于R1。这种方法是不被推荐的,因为很多运放是不适宜工作在放大倍数小于1倍的情况下。正确的方法是用图五的电路。

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    在表一中的一套规格化的R3 的阻值可以用作产生不同等级的衰减。对于表中没有的阻值,可以用以下的公式计算

    R3=(Vo/Vin)/(2-2(Vo/Vin))

    如果表中有值,按以下方法处理:

    为Rf和Rin在1K到100K之间选择一个值,该值作为基础值。

    将Rin 除以二得到RinA 和RinB。

    将基础值分别乘以1 或者2 就得到了Rf、Rin1 和Rin2,如图五中所示。

    在表中给R3 选择一个合适的比例因子,然后将他乘以基础值。

    比如,如果Rf是20K,RinA和RinB都是10K,那么用12.1K的电阻就可以得到-3dB的衰减。

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    图六中同相的衰减器可以用作电压衰减和同相缓冲器使用。

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    2.3 加法器

    图七是一个反相加法器,他是一个基本的音频混合器。但是该电路的很少用于真正的音频混合器。因为这会逼近运放的工作极限,实际上我们推荐用提高电源电压的办法来提高动态范围。

    同相加法器是可以实现的,但是是不被推荐的。因为信号源的阻抗将会影响电路的增益。

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    2.4 减法器

    就像加法器一样,图八是一个减法器。一个通常的应用就是用于去除立体声磁带中的原唱而留下伴音(在录制时两通道中的原唱电平是一样的,但是伴音是略有不同的)。

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    2.5 模拟电感

    图九的电路是一个对电容进行反向操作的电路,它用来模拟电感。电感会抵制电流的变化,所以当一个直流电平加到电感上时电流的上升是一个缓慢的过程,并且电感中电阻上的压降就显得尤为重要。

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    电感会更加容易的让低频通过它,它的特性正好和电容相反,一个理想的电感是没有电阻的,它可以让直流电没有任何限制的通过,对频率是无穷大的信号有无穷大的阻抗。

    如果直流电压突然通过电阻R1 加到运放的反相输入端上的时候,运放的输出将不会有任何的变化,因为这个电压同过电容C1 也同样加到了正相输出端上,运放的输出端表现出了很高的阻抗,就像一个真正的电感一样。

    随着电容C1 不断的通过电阻R2 进行充电,R2上电压不断下降,运放通过电阻R1汲取电流。随着电容不断的充电,最后运放的两个输入脚和输出脚上的电压最终趋向于虚地(Vcc/2)。

    当电容C1 完全被充满时,电阻R1 限制了流过的电流,这就表现出一个串连在电感中电阻。这个串连的电阻就限制了电感的Q 值。真正电感的直流电阻一般会比模拟的电感小的多。这有一些模拟电感的限制:

    电感的一段连接在虚地上;

    模拟电感的Q值无法做的很高,取决于串连的电阻R1;

    模拟电感并不像真正的电感一样可以储存能量,真正的电感由于磁场的作用可以引起很高的反相尖峰电压,但是模拟电感的电压受限于运放输出电压的摆幅,所以响应的脉冲受限于电压的摆幅。

    2.6 仪用放大器

    仪用放大器用于需要对小电平信号直流信号进行放大的场合,他是由减法器拓扑而来的。仪用放大器利用了同相输入端高阻抗的优势。基本的仪用放大器如图十所示。

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    这个电路是基本的仪用放大电路,其他的仪用放大器也如图中所示,这里的输入端也使用了单电源供电。这个电路实际上是一个单电源的应变仪。这个电路的缺点是需要完全相等的电阻,否则这个电路的共模抑制比将会很低。

    图十中的电路可以简单的去掉三个电阻,就像图十一中的电路。

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    这个电路的增益非常好计算。但是这个电路也有一个缺点:那就是电路中的两个电阻必须一起更换,而且他们必须是等值的。另外还有一个缺点,第一级的运放没有产生任何有用的增益。

    另外用两个运放也可以组成仪用放大器,就像图十二所示。

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    但是这个仪用放大器是不被推荐的,因为第一个运放的放大倍数小于一,所以他可能是不稳定的,而且Vin -上的信号要花费比Vin +上的信号更多的时间才能到达输出端。

    这节非常深入地介绍了用运放组成的有源滤波器。在很多情况中,为了阻挡由于虚地引起的直流电平,在运放的输入端串入了电容。这个电容实际上是一个高通滤波器,在某种意义上说,像这样的单电源运放电路都有这样的电容。设计者必须确定这个电容的容量必须要比电路中的其他电容器的容量大100 倍以上。这样才可以保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响。如果这个滤波器同时还有放大作用,这个电容的容量最好是电路中其他电容容量的1000 倍以上。如果输入的信号早就包含了VCC/2 的直流偏置,这个电容就可以省略。

    这些电路的输出都包含了VCC/2 的直流偏置,如果电路是最后一级,那么就必须串入输出电容。

    这里有一个有关滤波器设计的协定,这里的滤波器均采用单电源供电的运放组成。滤波器的实现很简单,但是以下几点设计者必须注意:

    1. 滤波器的拐点(中心)频率

    2. 滤波器电路的增益

    3. 带通滤波器和带阻滤波器的的Q值

    4. 低通和高通滤波器的类型(Butterworth 、Chebyshev、Bessell)

    不幸的是要得到一个完全理想的滤波器是无法用一个运放组成的。即使可能,由于各个元件之间的负杂互感而导致设计者要用非常复杂的计算才能完成滤波器的设计。通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放,这将根据设计者可以接受的最大畸变来决定。或者可以通过几次实验而最终确定下来。如果设计者希望用最少的元件来实现滤波器,那么就别无选择,只能使用传统的滤波器,通过计算就可以得到了。

    3.1 一阶滤波器

    一阶滤波器是最简单的电路,他们有20dB 每倍频的幅频特性

    3.1.1 低通滤波器

    典型的低通滤波器如图十三所示。

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    3.1.2 高通滤波器

    典型的高通滤波器如图十四所示。

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    3.1.3 文氏滤波器

    文氏滤波器对所有的频率都有相同的增益,但是它可以改变信号的相角,同时也用来做相角修正电路。图十五中的电路对频率是F 的信号有90 度的相移,对直流的相移是0度,对高频的相移是180度。

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    3.2 二阶滤波器

    二阶滤波电路一般用他们的发明者命名。他们中的少数几个至今还在使用。有一些二阶滤波器的拓扑结构可以组成低通、高通、带通、带阻滤波器,有些则不行。这里没有列出所有的滤波器拓扑结构,只是将那些容易实现和便于调整的列了出来。

    二阶滤波器有40dB 每倍频的幅频特性。

    通常的同一个拓扑结构组成的带通和带阻滤波器使用相同的元件来调整他们的Q 值,而且他们使滤波器在Butterworth 和Chebyshev 滤波器之间变化。必须要知道只有Butterworth 滤波器可以准确的计算出拐点频率,Chebyshev 和Bessell滤波器只能在Butterworth 滤波器的基础上做一些微调。

    我们通常用的带通和带阻滤波器有非常高的Q 值。如果需要实现一个很宽的带通或者带阻滤波器就需要用高通滤波器和低通滤波器串连起来。对于带通滤波器的通过特性将是这两个滤波器的交叠部分,对于带阻滤波器的通过特性将是这两个滤波器的不重叠部分。 这里没有介绍反相 Chebyshev 和 Elliptic 滤波器,因为他们已经不属于电路集需要介绍的范围了。

    不是所有的滤波器都可以产生我们所设想的结果――比如说滤波器在阻带的最后衰减幅度在多反馈滤波器中的会比在Sallen-Key 滤波器中的大。由于这些特性超出了电路图集的介绍范围,请大家到教科书上去寻找每种电路各自的优缺点。不过这里介绍的电路在不是很特殊的情况下使用,其结果都是可以接受的。

    3.2.1 Sallen-Key滤波器

    Sallen-Key 滤波器是一种流行的、广泛应用的二阶滤波器。他的成本很低,仅需要一个运放和四个无源器件组成。但是换成Butterworth 或Chebyshev 滤波器就不可能这么容易的调整了。请设计者参看参考条目【1】和参考条目【2】,那里介绍了各种拓扑的细节。 这个电路是一个单位增益的电路,改变Sallen-Key 滤波器的增益同时就改变了滤波器的幅频特性和类型。实际上Sallen-Key 滤波器就是增益为1的Butterworth 滤波器。

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    3.2.2 多反馈滤波器

    多反馈滤波器是一种通用,低成本以及容易实现的滤波器。不幸的是,设计时的计算有些复杂,在这里不作深入的介绍。请参看参考条目【1】中的对多反馈滤波器的细节介绍。如果需要的是一个单位增益的Butterworth 滤波器,那么这里的电路就可以给出一个近似的结果。

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    3.2.3 双T滤波器

    双T 滤波器既可以用一个运放也可仪用两个运放实现。他是建立在三个电阻和三个电容组成的无源网络上的。这六个元件的匹配是临界的,但幸运的是这仍是一个常容易的过程,这个网络可以用同一值的电阻和同一值的电容组成。用图中的公式就可以同时的将R3 和C3 计算出来。应该尽量选用同一批的元件,他们有非常相近的特性。

    3.2.3.1 单运放实现

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    如果用参数非常接近的元件组成带通滤波器,就很容易发生振荡。接到虚地的电阻最好在E-96 1%系列中选择,这样就可以破坏振荡条件。

    3.2.3.2 双运放实现

    典型的双运放如图20到图22所示

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    运算放大器(Operational Amplifier,简称OP、OPA、OPAMP)是一种直流耦合﹐差模(差动模式)输入、通常为单端输出(Differential-in, single-ended output)的高增益(gain)电压放大器,因为刚开始主要用于加法,乘法等运算电路中,因而得名。一个理想的运算放大器必须具备下列特性:无限大的输入阻抗、等于零的输出阻抗、无限大的开回路增益、无限大的共模排斥比的部分、无限大的频宽。最基本的运算放大器如图1-1。一个运算放大器模组一般包括一个正输入端(OP_P)、一个负输入端(OP_N)和一个输出端(OP_O)。

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    通常使用运算放大器时,会将其输出端与其反相输入端(inverting input node)连接,形成一负反馈(negative feedback)组态。原因是运算放大器的电压增益非常大,范围从数百至数万倍不等,使用负反馈方可保证电路的稳定运作。但是这并不代表运算放大器不能连接成正回馈(positive feedback),相反地,在很多需要产生震荡讯号的系统中,正回馈组态的运算放大器是很常见的组成元件。

    开环回路

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    开环回路运算放大器如图1-2。当一个理想运算放大器采用开回路的方式工作时,其输出与输入电压的关系式如下:

    Vout = ( V+ -V-) * Aog

    其中Aog代表运算放大器的开环回路差动增益(open-loop differential gai由于运算放大器的开环回路增益非常高,因此就算输入端的差动讯号很小,仍然会让输出讯号「饱和」(saturation),导致非线性的失真出现。

    闭环负反馈

    将运算放大器的反向输入端与输出端连接起来,放大器电路就处在负反馈组态的状况,此时通常可以将电路简单地称为闭环放大器。闭环放大器依据输入讯号进入放大器的端点,又可分为反相(inverting)放大器与非反相(non-inverting)放大器两种。

    反相闭环放大器如图1-3。假设这个闭环放大器使用理想的运算放大器,则因为其开环增益为无限大,所以运算放大器的两输入端为虚接地(virtual ground),其输出与输入电压的关系式如下:

    Vout = -(Rf / Rin) * Vin

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    非反相闭环放大器如图1-4。假设这个闭环放大器使用理想的运算放大器,则因为其开环增益为无限大,所以运算放大器的两输入端电压差几乎为零,其输出与输入电压的关系式如下: Vout = ((R2 / R1) + 1) * Vin

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    闭环正回馈

    将运算放大器的正向输入端与输出端连接起来,放大器电路就处在正回馈的状况,由于正回馈组态工作于一极不稳定的状态,多应用于需要产生震荡讯号的应用中。

    理想运放和理想运放条件

    在分析和综合运放应用电路时,大多数情况下,可以将集成运放看成一个理想运算放大器。理想运放顾名思义是将集成运放的各项技术指标理想化。由于实际运放的技术指标比较接近理想运放,因此由理想化带来的误差非常小,在一般的工程计算中可以忽略。

    理想运放各项技术指标具体如下:

    1.开环差模电压放大倍数Aod = ∞;

    2.输入电阻Rid = ∞;输出电阻Rod =0

    3.输入偏置电流IB1=IB2=0 ;

    4.失调电压UIO、失调电流IIO 、失调电压温漂

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    、失调电流温漂均为零;

    5.共模抑制比CMRR = ∞;;

    6.-3dB带宽fH = ∞ ;

    7.无内部干扰和噪声。

    实际运放的参数达到如下水平即可以按理想运放对待:

    电压放大倍数达到104~105倍;输入电阻达到105Ω;输出电阻小于几百欧姆;

    外电路中的电流远大于偏置电流;失调电压、失调电流及其温漂很小,造成电路的漂移在允许范围之内,电路的稳定性符合要求即可;输入最小信号时,有一定信噪比,共模抑制比大于等于60dB;带宽符合电路带宽要求即可。

    运算放大器中的虚短和虚断含意

    理想运放工作在线性区时可以得出二条重要的结论:

    虚短

    因为理想运放的电压放大倍数很大,而运放工作在线性区,是一个线性放大电路,输出电压不超出线性范围(即有限值),所以,运算放大器同相输入端与反相输入端的电位十分接近相等。在运放供电电压为±15V时,输出的最大值一般在10~13V。所以运放两输入端的电压差,在1mV以下,近似两输入端短路。这一特性称为虚短,显然这不是真正的短路,只是分析电路时在允许误差范围之内的合理近似。

    虚断

    由于运放的输入电阻一般都在几百千欧以上,流入运放同相输入端和反相输入端中的电流十分微小,比外电路中的电流小几个数量级,流入运放的电流往往可以忽略,这相当运放的输入端开路,这一特性称为虚断。显然,运放的输入端不能真正开路。

    运用“虚短”、“虚断”这两个概念,在分析运放线性应用电路时,可以简化应用电路的分析过程。运算放大器构成的运算电路均要求输入与输出之间满足一定的函数关系,因此均可应用这两条结论。如果运放不在线性区工作,也就没有“虚短”、“虚断”的特性。如果测量运放两输入端的电位,达到几毫伏以上,往往该运放不在线性区工作,或者已经损坏。

    重要指标

    输入失调电压UIO

    一个理想的集成运放,当输入电压为零时,输出电压也应为零(不加调零装置)。但实际上集成运放的差分输入级很难做到完全对称,通常在输入电压为零时,存在一定的输出电压。输入失调电压是指为了使输出电压为零而在输入端加的补偿电压。实际上是指输入电压为零时,将输出电压除以电压放大倍数,折算到输入端的数值称为输入失调电压,即UIO的大小反应了运放的对称程度和电位配合情况。UIO越小越好,其量级在2mV~20mV之间,超低失调和低漂移运放的UIO一般在1μV~20μV之间 输入失调电流IIO

    当输出电压为零时,差分输入级的差分对管基极的静态电流之差称为输入失调电流IIO,即

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    由于信号源内阻的存在,IIO的变化会引起输入电压的变化,使运放输出电压不为零。IIO愈小,输入级差分对管的对称程度越好,一般约为1nA~0.1μA。 输入偏置电流IIB

    集成运放输出电压为零时,运放两个输入端静态偏置电流的平均值定义为输入偏置电流,即

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    从使用角度来看,偏置电流小好,由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也愈小,故输入偏置电流是重要的技术指标。一般IIB约为1nA~0.1μA。

    输入失调电压温漂△UIO/△T

    输入失调电压温漂是指在规定工作温度范围内,输入失调电压随温度的变化量与温度变化量的比值。它是衡量电路温漂的重要指标,不能用外接调零装置的办法来补偿。输入失调电压温漂越小越好。一般的运放的输入失调电压温漂在±1mV/℃~±20mV/℃之间。

    输入失调电流温漂 △IIO/△T

    在规定工作温度范围内,输入失调电流随温度的变化量与温度变化量之比值称为输入失调电流温漂。输入失调电流温漂是放大电路电流漂移的量度,不能用外接调零装置来补偿。高质量的运放每度几个pA。

    最大差模输入电压Uidmax

    最大差模输入电压Uidmax是指运放两输入端能承受的最大差模输入电压。超过此电压,运放输入级对管将进入非线性区,而使运放的性能显著恶化,甚至造成损坏。根据工艺不同,Uidmax约为±5V~±30V。

    最大共模输入电压Uicmax

    最大共模输入电压Uicmax是指在保证运放正常工作条件下,运放所能承受的最大共模输入电压。共模电压超过此值时,输入差分对管的工作点进入非线性区,放大器失去共模抑制能力,共模抑制比显著下降。

    最大共模输入电压Uicmax定义为,标称电源电压下将运放接成电压跟随器时,使输出电压产生1%跟随误差的共模输入电压值;或定义为 下降6dB时所加的共模输入电压值。

    开环差模电压放大倍数Aud是指集成运放工作在线性区、接入规定的负载,输出电压的变化量与运放输入端口处的输入电压的变化量之比。运放的Aud在60~120dB之间。不同功能的运放,Aud相差悬殊。

    差模输入电阻Rid是指输入差模信号时运放的输入电阻。Rid越大,对信号源的影响越小,运放的输入电阻Rid一般都在几百千欧以上。

    运放共模抑制比KCMR的定义与差分放大电路中的定义相同,是差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比,常用分贝数来表示。不同功能的运放,KCMR也不相同,有的在60~70dB之间,有的高达180dB。KCMR越大,对共模干扰抑制能力越强。

    开环带宽BW

    开环带宽又称-3dB带宽,是指运算放大器的差模电压放大倍数Aud在高频段下降3dB所对应的频率fH。

    单位增益带宽BWG是指信号频率增加,使Aud下降到1时所对应的频率fT,即Aud为0dB时的信号频率fT。它是集成运放的重要参数。741型运放的 fT=7Hz,是比较低的。

    转换速率SR (压摆率)

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    转换速率SR

    是指放大电路在电压放大倍数等于1的条件下,输入大信号(例如阶跃信号)时,放大电路输出电压对时间的最大变化速率,见图7-1-1。它反映了运放对于快速变化的输入信号的响应能力。转换速率SR的表达式为

    转换速率SR是在大信号和高频信号工作时的一项重要指标,目前一般通用型运放压摆率在1~10V/μs左右。

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    单位增益带宽BWG (fT)

    共模抑制比KCMR

    差模输入电阻

    开环差模电压放大倍数Aud

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    开环带宽:

    开环带宽定义为,将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端,从运放的输出端测得开环电压增益从运放的直流增益下降3db(或是相当于运放的直流增益的0.707)所对应的信号频率。这用于很小信号处理。

    单位增益带宽GB:

    单位增益带宽定义为,运放的闭环增益为1倍条件下,将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端,从运放的输出端测得闭环电 压增益下降3db(或是相当于运放输入信号的0.707)所对应的信号频率。单位增益带宽是一个很重要的指标,对于正弦小信号放大时,单位增益带宽等于输 入信号频率与该频率下的最大增益的乘积,换句话说,就是当知道要处理的信号频率和信号需要的增以后,可以计算出单位增益带宽,用以选择合适的运放。这用于 小信号处理中运放选型。

    转换速率(也称为压摆率)SR:

    运放转换速率定义为,运放接成闭环条件下,将一个大信号(含阶跃信号)输入到运放的输入端,从运放的输出 端测得运放的输出上升速率。由于在转换期间,运放的输入级处于开关状态,所以运放的反馈回路不起作用,也就是转换速率与闭环增益无关。转换速率对于大信号 处理是一个很重要的指标,对于一般运放转换速率SR<=10V/μs,高速运放的转换速率SR>10V/μs。目前的高速运放最高转换速率 SR达到6000V/μs。这用于大信号处理中运放选型。

    全功率带宽BW:

    全功率带宽定义为,在额定的负载时,运放的闭环增益为1倍条件下,将一个恒幅正弦大信号输入到运放的输入端,使运放输出 幅度达到最大(允许一定失真)的信号频率。这个频率受到运放转换速率的限制。近似地,全功率带宽=转换速率/2πVop(Vop是运放的峰值输出幅度)。 全功率带宽是一个很重要的指标,用于大信号处理中运放选型。

    建立时间:

    建立时间定义为,在额定的负载时,运放的闭环增益为1倍条件下,将一个阶跃大信号输入到运放的输入端,使运放输出由0增加到某 一给定值的所需要的时间。由于是阶跃大信号输入,输出信号达到给定值后会出现一定抖动,这个抖动时间称为稳定时间。稳定时间+上升时间=建立时间。对于不 同的输出精度,稳定时间有较大差别,精度越高,稳定时间越长。建立时间是一个很重要的指标,用于大信号处理中运放选型。

    等效输入噪声电压:

    等效输入噪声电压定义为,屏蔽良好、无信号输入的的运放,在其输出端产生的任何交流无规则的干扰电压。这个噪声电压折算到运放输入端时,就称为运放输入噪声电压(有时也用噪声电流表示)。对于宽带噪声,普通运放的输入噪声电压有效值约10~20μV。

    差模输入阻抗(也称为输入阻抗):

    差模输入阻抗定义为,运放工作在线性区时,两输入端的电压变化量与对应的输入端电流变化量的比值。差模输 入阻抗包括输入电阻和输入电容,在低频时仅指输入电阻。一般产品也仅仅给出输入电阻。采用双极型晶体管做输入级的运放的输入电阻不大于10兆欧;场效应管 做输入级的运放的输入电阻一般大于109欧。

    共模输入阻抗:

    共模输入阻抗定义为,运放工作在输入信号时(即运放两输入端输入同一个信号),共模输入电压的变化量与对应的输入电流变化量之比。在低频情况下,它表现为共模电阻。通常,运放的共模输入阻抗比差模输入阻抗高很多,典型值在108欧以上。

    输出阻抗:

    输出阻抗定义为,运放工作在线性区时,在运放的输出端加信号电压,这个电压变化量与对应的电流变化量的比值。在低频时仅指运放的输出电阻。这个参数在开环测试。

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反向运算放大器电路