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  • 由于反激变换器的电路拓扑简单,输出与输入电气隔离,能高效提供多组直流输出,升降压范围宽,因此在中小功率场合得到广泛应用。本文利用反激变换器的特点,设计了利用分立元器件搭构的驱动控制电路,
  • 反激变换器工作波形和工作原理pdf,本文档的主要内容详细介绍的是反激变换器工作波形,理想反激变换器,实际反激变换器工作原理,带吸收电路的反激变换器,以及吸收电路工作原理的详细资料概述。
  • 负载越小的误差越大(电流越大);降低Vc的电压的时候(降低RCD的电阻),不过由此会造成能耗的增加。
  • SABER反激变换器仿真

    2018-01-01 14:32:44
    基于SABER的DCDC反激变换器仿真 SABER是美国Analogy公司开发、现由Synopsys公司经营的系统仿真软件,被誉为全球最先进的系统仿真软件,也是唯一的多技术、多领域的系统仿真产品,现已成为混合信号、混合技术设计和...
  • 电力电子实验,包含:反激变换器simulink仿真实验电路原理图、仿真电路图、仿真波形图、结果数据表,是自己的大作业,跑过仿真无误
  • 摘 要: 介绍一种适合于较高电压输入的双管反激变换器的拓扑,分析其工作原理,介绍峰值电流控制模式的特点并给出变压器主要参数设计步骤。给出了设计并调试成功的一台约 60W 三相输入、八路隔离输出的直流开关电源...
  • 反激变换器(FlybackConverter)的工作原理pdf,反激变换器(FlybackConverter)的工作原理.pdf
  • 导读:本文详细分析了65W谐振工作模式的反激变换器在全电压输入范围内的关键元器件的损耗,给出了全电压工作范围内变换器效率的计算曲线和实测曲线,对于理论分析变换器效率及提高谐振工作模式变换器的效率有指导...
  • 本文针对模块电源的发展趋势和有源箝位电路的工作原理,研究了一种采用磁放大技术和固定伏特秒控制技术的有源箝位反激软开关电路,对该电路的工作过程进行了详细的理论分析。在理论分析的基础上,设计了一款48W的...
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  • 50W反激变换器设计详细图纸,直接可以生成PCB制版,指标详看图纸
  • 原文:https://wenku.baidu.com/view/44aa8e4afe4733687e21aabe.html
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  • 研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。
  • 一种自激式反激变换器的分析和设计pdf,自激式反激变换器(通常指RCC)电路简单,成本低廉,广泛应用于100W 以下的小功率开关稳压电源。本文详细介绍了RCC 电路的工作原理和设计方法。
  • 快速实战反激变换器 在输入输出需要电气隔离的低功率(1W~100W)开关电源中,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构。反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式...

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    快速实战反激变换器

    • 在输入输出需要电气隔离的低功率(1W~100W)开关电源中,反激变换器(Flyback
      Converter)是最常用的一种拓扑结构。反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM
      模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM
      模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM
      模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS
      管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM
      模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
    • 作者以双路输出,功率为40W的CCM反激变换器为例,进行了较为详细的设计。其中主要包括图1~图4四大部分。图1主电路AC-DC部分:包括保险丝、热敏电阻、压敏电阻、EMI滤波电路、整流桥、输出滤波电路等;图2主电路DC-DC部分:包括变压器、RCD吸收电路、整流二极管、输出滤波电容、π型滤波电路等;图3控制电路:主要包括反馈电路以及控制芯片电路部分。
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    图1 主电路AC-DC部分

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    图2 主电路DC-DC部分
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    图3 控制电路

    开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。由于反激变换器的设计步骤过多,就不在此进行详述,已整理至百度网盘中。请关注公众号并后台回复关键词:CCM反激变换器或者001,即可获得以下资料。包括主电路和控制电路详细的参数设计;AD原理图及其PCB(已经进行过功能测试,但仅适用于实验验证);反激变换器的一些参考资料。
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    最后,有什么问题可以留言,作者看到会及时回复。 长按关注微信公众号,提供了免费的资料下载,包括硬件基础知识、开关电源设计资料、求职资料等等~

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  • 单端反激(Flyback)变换器的工作原理

    千次阅读 多人点赞 2020-07-26 18:07:59
    反激(Flyback) 型电路的结构见图2-40。该电路可以看成是将boost-buck电路中的电感换成相互耦合的电感N1和N2得到的。因此反激型电路中的变压器在工作中总是经历着储能一放电的过程。 电流工作在连续模式CCM 它与...

    反激(Flyback) 型电路的结构见图2-40。该电路可以看成是将boost-buck电路中的电感换成相互耦合的电感N1和N2得到的。因此反激型电路中的变压器在工作中总是经历着储能一放电的过程。

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    电流工作在连续模式CCM

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    它与正激电路不同的地方是开关管关断时将能量传送给负载(反激),变压器磁通仅在单方向变化(单端),他没有磁复位电路,因为次级将能量传送给负载的过程即去磁过程,所以不需要额外的去磁绕组。
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    DCM模式

    DCM模式下,在开关管开通前次级绕组电流为零,此时电容C向负载提供能量。与Boost-buck电路推导过程类似,反激电路电流连续临界条件:
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    由DCM模式下电压输出输入之比:
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    反激电源是靠电感(变压器)的储能通过次级向输出电容释放能量的,就是说主振功率管和输出整流管不是同步工作,如果没有反馈电路较严格的控制前级占空比,输出又空载,电感的能量就无处释放,会造成次级和初级线圈电压升高很多(理论是电压无限高),主震功率管被击穿(过热)损坏。所以不允许空载。

    为什么反激电路通常避免工作于连续模式?

    先来复习一下变压器知识;
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    了解变压器输入电压与ton乘积与最大磁通摆幅、匝数、铁心面积之间的关系。再来分析反激型电路电流连续和断续时变压器磁通密度与绕组电流的关系:因为反激型电路变压器的绕组N1和N2在工作中不会同时有电流流过,不存在磁势相互抵消的可能,因此变压器磁心的磁通密度取决于绕组电流的大小。在这里插入图片描述
    从图中可以看出,在最大磁通密度相同的条件下,连续工作时磁通密度的变化范围▲B小于断续方式。在反激型电路中,▲B正比于一次侧每匝绕组承受的电压乘以开关处于通态的时间ton,在电路的输人电压和ton相同的条件下,较大的▲B意味着变压器需要较少的匝数,或较小尺寸的磁心。从这个角度来说,反激型电路工作于电流断续模式时,变压器磁心的利用率较高,较合理,故通常在设计反激电路时应保证其工作于电流断续方式。
    反激型电路的结构最为简单,元件数少,因此成本较低,广泛适用于各种功率为数瓦~数十瓦的小功率开关电源,在各种家电、计算机设备、工业设备中广泛使用的小功率开关电源中基本上都采用的是反激型电路。但该电路变压器的工作,点也仅处于磁化曲线平面的第I象限,利用率低,而且开关元件承受的电流峰值很大,不适合用于较大功率的电源。

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  • 现代开关电源发展的一个重要...它应用谐振的原理使开关变换器中开关管的电压或电流按正弦或准正弦规律变化,当电压自然过零时,使器件开通;当电流自然过零时,使器件关断,实现开关损耗为零,从而可以使开关频率提高。
  • 详细分析了同步整流反激变换器的工作原理和该驱动电路的工作原理,并在此基础上设计了100V~375VDC 输入,12V/4A 输出的同步整流反激变换器,工作于电流断续模式,控制芯片选用UC3842,对设计过程进行了详细论述。
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  • 反激一般CCM模式取0.4左右,DCM模式纹波率是大于1的 设计过程 计算匝比 选择100V的mos管,降额95%,mos管的尖峰电压取值在50~80V之间,最后得到(95-36-50)/ 3.3 = 2.727 特点 公式根据匝比公式推到 ...

    10W

    r=0.4

    100V mos 95%

    o=3.3V

    i=9-36V

    ng=70%

    f=100K

     

    输入参数

    输入电压

    V_{in}=9-36V

    • 特点

    实现宽电压输入的原理是良好的回路,大于50%占空比有斜坡补偿,甚至低压输入时可以加一个前级的boost电路

    电流密度

    纹波率/Krp值

    r=0.4   或者  K_{rp}=\frac{2r}{2+r}=0.3333

    • 特点

    纹波率越大需要的电感体积越大,越小需要的体积越小,拐点在0.4

    反激一般CCM模式取0.4左右,DCM模式纹波率是大于1的

    输入为窄电压为0.3-0.4 输入为宽电压为0.2-0.3

     

    设计过程

     

    计算匝比

    N_{ps}=\frac{\mathrm{V}_{\mathrm{Nps}}}{\mathrm{V}_{\mathrm{O}}}=\frac{V_{DS}-V_{INMAX}-V_{pk}}{V_{O}}

    选择100V的mos管,降额95%,mos管的尖峰电压取值在50~80V之间,最后得到(95-36-50)/ 3.3 = 2.727

    • 推导

    公式1根据匝比公式N_{ps}=\frac{N_{p}}{N_{s}}=\frac{V_{p}}{V_{s}}推到

    • 特点

    这个是最小的理想匝比数

    匝比的选取需要综合考虑mos的应力和输出二级管的应力,因为匝比越大反射电压越高

    计算mos管的应力要留有90-100%的降额

    mos管的尖峰电压取值在50~80V之间

     

     

    确定最大占空比

    \mathrm{D}_{\max }=\frac{1}{1+\eta_{\min } \cdot\left(\frac{\mathrm{V}_{\mathrm{INMIN}}}{\mathrm{N}_{\mathrm{ps}} \mathrm{V}_{\mathrm{o}}}\right)}

    最差的效率在70%左右,最小输入电压9V,代入公式 1/(1+0.7(9/(2.727*3.3)))=0.588 ,看来需要斜坡补偿了

    • 推导

    根据伏秒平衡公式推导V_{INMIN} D T=V_{Lp}(1-D) T

    • 特点

    最大占空比可以确定峰值电流

    反激 Dmax一般在0.5以下

     

    确定原边峰值电流

    I_{pk}=\frac{P}{\eta_{\min }V_{\mathrm{INMIN}}D_{\max}}(1+\frac{r}{2})

    代入P=10W r=0.4 ...得到Ipk=3.2A

    • 推导

    公式1推到 I_{IN}=\frac{P_{IN}}{V_{INMIN}}=\frac{P_{o}/\eta }{V_{INMIN}}

    • 特点

    最大占空比越大峰值电流越大

    峰值电流会影响磁芯饱和

     

    确定原边电感

    L_{P}=\frac{2PD_{max}}{\eta \cdot f_{s} \cdot\left\{I_{p k}^{2}+[I_{p k} \cdot\left(\frac{2-r}{2+r})\right]^{2}\right\}}               公式1

     L_{p}=\frac{\left(V_{inmin} D_{\max }\right)^{2} \eta}{ r P_{o} f_{s w}}                                    公式2

     L_{p}=\frac{N_{p s}^{2} \cdot\left(1-D_{\max }\right)^{2}}{\eta_{\min } \cdot f_{sw} \cdot r} \cdot \frac{V_{o}}{I_{o}}                          公式3

    代入相关数值就可以得出原边电感是11.35uH  / 60uH / 51uH

    • 推导

    公式1推到过程 L_{P}=\frac{V \cdot d t}{d i}=\frac{V_{ON} D_{max}}{\Delta I_{P}}==\frac{\frac{P/\eta }{\left(I_{p 1}+I_{p 2}\right) / 2} \cdot(D \cdot T)}{I_{p 1}-I_{p 2}}

    公式2推到过程 L_{p}=\frac{V_{D C} T_{o n}}{\Delta I}=\frac{V_{inmin } D_{\max }}{f_{s w} \Delta I} 又因为 \begin{equation}\Delta I=r I_{a v}\end{equation}; P_{i n}=V_{inmin } I_{a v } D_{\max }

    • 特点

     

    确定原边有效电流

    I_{p}(r m s)=\sqrt{I_{D C}^{2}+I_{A C}^{2}}=\sqrt{\left(I_{pk} -\frac{\Delta I}{2}\right)^{2} \cdot D+(\frac{\Delta I}{2})^{2} \cdot D}其中 \Delta I=I_{pk}\frac{2r}{2+r}

    代入得1.73A

    • 推导

    I^{2} R T=\int_{0}^{T} i^{2} R d t --> I=\sqrt{I_{D C}^{2}+I_{A C}^{2}}I=\sqrt{\frac{1}{T} \int_{0}^{T} i^{2} d t}

     

     

    确定副边边有效电流

    I_{s}(r m s)=I_{p}(r m s) \cdot N_{p s} \cdot \sqrt{\frac{1-D_{max}}{D_{max}}}                    公式1

    \mathrm{I}_{\mathrm{s}}(\mathrm{rms})=\frac{\mathrm{I}_{\mathrm{o}}}{\sqrt{1-\mathrm{D}_{\max }}}                                                   公式2

    • 推导

    公式1推到 原边有效电流直接转换公式

     

     

    挑选磁芯

    A e \cdot A_{w}=\frac{L_{p} \cdot I_{p k}}{K_{w} \cdot B_{m}} \cdot\left(\frac{I_{p}(r m s)}{J}+\frac{I_{s}(r m s)}{N_{p s} \cdot J}\right)                   公式1

    A p=\frac{\sqrt{\left(1+k+k^{2}\right) \cdot 8 \div 3}}{(1-k)(1+k)} \cdot \frac{\operatorname{Pin} \cdot 10^{4}}{B m \cdot J m \cdot k w \cdot f_{sw}}  其中k是深度系数        公式2

    V_{e}=0.7 \frac{(2+r)^{2}}{r} \frac{P_{I N}}{f}                    公式3

    实际挑选的AP值要大一些

    • 推导

    公式1推到 磁芯有效面积A e=\frac{L_{p} \cdot I_{p k}}{N_{p} \cdot B_{m}}  窗口有效面积 K_{w} \cdot A_{w}=\frac{N_{p} \cdot I_{p}(r m s)}{J}+\frac{N_{s} \cdot I_{s}(r m s)}{J}

    • 特点

    一般铁氧体的饱和磁通密度是0.39T,所以我们选择在0.3-0.35T之间

    一般取Kw=0.2~0.4 导线直径小、多股并绕、绕组数大于3时取较小的值

    EI磁芯的AP表格 EE磁芯的Ve表格

    下图看见深度系数k和变压器体积大关系,(k与纹波率成反比)

     

    开气息

    l_{g}=N_{p}^{2} \cdot \frac{\mu_{0} \cdot A_{e}}{L_{p}}

    变压器的损耗计算

    铜耗

    I_{prms}=\frac{\sqrt{D_{max}} I_{o}}{N(1-D_{max})}   I_{srms}=\frac{I_{o}}{\sqrt{1-D_{max}}}

    R_{p w}=\rho_{p} \frac{N_{p} \times M L_{T}}{\alpha n_{p} S_{n p}}    R_{s w}=\rho_{s} \frac{N_{s} \times M L_{T}}{\alpha n_{s} S_{n s}}

    P_{copper}=I_{prms}^{2} \times R_{p w}+I_{srms}^{2} \times R_{s w}

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  • 介绍了低功率通用离线式电源的脉宽调制电流型控制器NCP1200A的原理,并且通过所研制出的多路隔离反激变换器试验样机,及其试验结果来进一步说明此控制器所具有的优点。

空空如也

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反激变换器原理