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  • 反激变换器工作波形和工作原理pdf,本文档的主要内容详细介绍的是反激变换器工作波形,理想反激变换器,实际反激变换器工作原理,带吸收电路的反激变换器,以及吸收电路工作原理的详细资料概述。
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    开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。

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    基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

    2、设计步骤

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    接下来,参考图 2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器

    1.Step1:初始化系统参数

    ------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC

    ------电网频率:fline(国内为50Hz)

    ------输出功率:(等于各路输出功率之和)

    5073b2ba1e62e19ec3a83f4e89214b6e.png

    ------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:

    d70ed3aca5549901fa36f05b23a1815b.png

    对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:

    2680919ceb256d14e2b3730152d7ce2e.png

    单路输出时,KL(n)=1.

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    2. Step2:确定输入电容Cbulk

    Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

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    一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:

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    045ebad443d8d533359b6a316fc734c4.png

    3. Step3:确定最大占空比Dmax

    反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

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    图 4 反激变换器

    对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可以按照CCM模式进行设计。

    如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:

    e2c18fa044939ac7f8386eabe1711f44.png

    通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。综合考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。

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    4. Step4:确定变压器初级电感Lm

    对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:

    a88ef75afb81165207e64961039e3723.png

    其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:

    b15f3a3c90514af16149a40e7b5b1bd9.png

    对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF<1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。

    一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:

    5049faed16c6f4dfd1e8040b436c081f.png

    其中:

    4eb82cc6ff66c34a03530fd86a8e061b.png

    设计中,需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%,Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,Rdson 为MOS 管的导通电阻。

    5067a847f2da80435e93f1e6ac63e67e.png
    31115f85b68720bd623db02a9be01a6a.png

    5. Step5:选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

    开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。

    实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有非常严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照,可参考下表:

    974a637e007d8ab6fd49819bc98e6f17.png
    866938a992d7684eef28ecdc3acae278.png

    选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:

    4784f0f69cdecbdb1028f7a2361ec19a.png

    其中,DCM 模式时,△B 取0.2~0.26T;CCM 时,△B 取0.12~0.18T。

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    6cb2e97bd84498ac082c2cac57148c59.png

    6. Step6:确定各路输出的匝数

    先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:

    d56558b623e52233b4e39d9ad449a2c6.png

    则其余输出绕组的匝数为:

    3ff580add70b8a6857d5cd17006c465f.png

    辅助线圈绕组的匝数Na 为:

    08d9c3a25b4746815e674acbb9c65b03.png
    ab5ff6f1ee1b5117a722d1f7e819188b.png

    7. Step7:确定每个绕组的线径

    根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。

    f892ac31498c327c96e2c0efedfcbad0.png

    初级电感绕组电流RMS:

    1e9b4289f87d5282776b1013183b5cd6.png

    次级绕组电流RMS 由下式决定:

    04026828e151801c0b0def15fc94f263.png

    ρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2;当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6~10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时,可以采用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。

    0ba627a56eff255ea782c1c246ff4f0b.png

    其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.

    检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。

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    8. Step8:为每路输出选择合适的整流管

    每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:

    54790a4f679f59a39103b9f0465312cc.png

    选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:

    99fe063fa4d44662a17d2b5c6e16a9e8.png
    525894bfb91b4b016d0be47880ab25c3.png

    9. Step9:为每路输出选择合适的滤波器

    第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:

    b56b2e110f82671cdf248d7c9ff1d62d.png

    选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足:

    11cc4cd24ee6b96969604bb2c8a8c57b.png

    输出电压纹波由下式决定:

    c18afe7f5bbf84c7474881f04b8d0019.png

    有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。

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    10. Step10:钳位吸收电路设计

    如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施,把这个尖峰吸收掉。

    b50967a295ca6e8fd43a8f1a52f79087.png

    反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。

    RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:

    3a11cad0ff49ac063b0373304830cc75.png
    b18c54ea8f33a1489b3c3bf4cc8522ec.png

    图 9 RCD 钳位吸收

    CClamp 由下式决定,其中Vripple 一般取Vclamp 的5%~10%是比较合理的:

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    输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要使用快恢复二极管。

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  • 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多...基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一...

    开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯片采用NCP1015。

    848f95b9d4d6df4ab0eb6a6b7e4ad145.png

    基本的反激变换器原理图如图 1 所示,在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W~60W)开关电源应用场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

    545b3225d801acd546b79f7d3093e751.png

    接下来,参考图 2 所示的设计步骤,一步一步设计反激变换器

    1.Step1:初始化系统参数
    ------输入电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC
    ------电网频率:fline(国内为50Hz)
    ------输出功率:(等于各路输出功率之和)
    ------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,高压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输入功率:

    7537a138bf4a126bc80c5a0b5a5544c5.png

    对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值:

    9b6cd14575a00d09244c521e0ebcd767.png

    单路输出时,KL(n)=1

    eacc318b55a415b3a8d152d0cf19bc6b.png

    2. Step2:确定输入电容Cbulk

    Cbulk 的取值与输入功率有关,通常,对于宽输入电压(85~265VAC),取2~3μF/W;对窄范围输入电压(176~265VAC),取1μF/W 即可,电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

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    一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:

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    fc871c7eea14faa277964ebea3e0b1f9.png

    3. Step3:确定最大占空比Dmax
    反激变换器有两种运行模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点,相对而言,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流二极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外,同功率等级下,由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少,故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是,相比较CCM 模式而言,DCM 模式使得初级电流的RMS 增大,这将会增大MOS 管的导通损耗,同时会增加次级输出电容的电流应力。因此,CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合,DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

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    图4 反激变换器

    对CCM 模式反激变换器而言,输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器,输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的,这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是,如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下,设计DCM 模式反激变换器,就可以使问题变得简单化。于是,无论反激变换器工作于CCM 模式,还是DCM 模式,我们都可以按照CCM模式进行设计。

    如图 4(b)所示,MOS 管关断时,输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后,反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到:

    59a3612d714ad700a748466dc8f31266.png

    通过公式(5)(6)(7),可知,Dmax 取值越小,Vor 越小,进而MOS 管的应力越小,然而,次级整流管的电压应力却增大。因此,我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下,尽可能增大Dmax,来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值,应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%;同时,对于峰值电流模式控制的反激变换器,CCM 模式条件下,当占空比超过0.5 时,会发生次谐波震荡。综合考虑,对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管,设计中,Dmax 不超过0.45 为宜。

    6d34135a133b917bc770dcb7a04f79d9.png

    4. Step4:确定变压器初级电感Lm
    对于CCM 模式反激,当输入电压变化时,变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式,对于两种模式,均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定:

    557dc02065353b5dd2cfe17a1d17eb68.png

    其中,fsw 为反激变换器的工作频率,KRF 为电流纹波系数,其定义如下图所示:

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    对于DCM 模式变换器,设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器,KRF<1,此时,KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS),KRF 越小,RMS 越小,MOS 管的损耗就会越小,然而过小的KRF 会增大变压器的体积,设计时需要反复衡量。一般而言,设计CCM 模式的反激变换器,宽压输入时(90~265VAC),KRF 取0.25~0.5;窄压输入时(176~265VAC),KRF 取0.4~0.8 即可。

    一旦Lm 确定,流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定:

    29ef300fe964e889134161e6f4f68d94.png

    其中:

    cff28cd5afb7d4b89d018db6cd14f2d2.png

    设计中,需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%,Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond,Rdson 为MOS 管的导通电阻。

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    092d32659f25cc54d76022d093f89e69.png

    5. Step5:选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
    开关电源设计中,铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯,可被加工成多种形状,以满足不同的应用需求,如多路输出、物理高度、优化成本等。
    实际设计中,由于充满太多的变数,磁芯的选择并没有非常严格的限制,可选择的余地很大。其中一种选型方式是,我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照,可参考下表:

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    2c2ffc49ff098e526ad0937c81de87e8.png

    选定磁芯后,通过其Datasheet 查找Ae 值,及磁化曲线,确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定:

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    其中,DCM 模式时,△B 取0.2~0.26T;CCM 时,△B 取0.12~0.18T。

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    6. Step6:确定各路输出的匝数
    先确定主路反馈绕组匝数,其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为:

    2e498c9b1192ddc0f5f5c2f2a21acf73.png

    则其余输出绕组的匝数为:

    4dc990d0b29595c736936cdd0eb0a61b.png

    辅助线圈绕组的匝数Na 为:

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    7. Step7:确定每个绕组的线径
    根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。

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    初级电感绕组电流RMS:

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    次级绕组电流RMS 由下式决定:

    be02ae82826fad83562b5931f85d4397.png

    ρ为电流密度,单位:A/mm2,通常,当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2;当绕组线圈长度较短时,线圈电流密度取6~10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时,可以采用多组细线并绕的方式,以减小集肤效应的影响。

    095e61852394d18c15f73bc815ae9b97.png

    其中,Ac 是所有绕组导线截面积的总和,KF 为填充系数,一般取0.2~0.3.
    检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示),大于公式 21 计算出的结果即可。

    9ba162b2ff99c38e25d0f743e8b77e67.png

    8. Step8:为每路输出选择合适的整流管
    每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下:

    bcfece3f59d12f12f5cbbee6b3c7bb74.png

    选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足:

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    9. Step9:为每路输出选择合适的滤波器
    第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为:

    c85c03d73341fcb1c7bdd6c86cdb814c.png

    选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足:

    d3fade5f576511935bb023f37b9f7bd9.png

    输出电压纹波由下式决定:

    9b291d913ce1c7ca56e1b2b8a5c032e6.png

    有时候,单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性,此时可通过在输出端多并联几个电容,或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意:LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率,考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载,L 不宜过大,建议不超过4.7μH。

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    10. Step10:钳位吸收电路设计
    如图 8 所示,反激变换器在MOS 关断的瞬间,由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极,如果不加以限制,MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施,把这个尖峰吸收掉。

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    反激变换器设计中,常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。
    RClamp 由下式决定,其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50~100V,LLK 为变压器初级漏感,以实测为准:

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    7be2241438cb4434bb406d05abfb6502.png

    图9 RCD 钳位吸收

    CClamp 由下式决定,其中Vripple 一般取Vclamp 的5%~10%是比较合理的:

    01f3585ddc1de9b60601e8134b96e9ab.png

    输出功率比较小(20W 以下)时,钳位二极管可采用慢恢复二极管,如1N4007;反之,则需要使用快恢复二极管。

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    11. Step11:补偿电路设计
    开关电源系统是典型的闭环控制系统,设计时,补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器,绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统,所以它的补偿电路容易设计。通常,使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。
    在设计补偿电路之前,首先需要考察补偿对象(功率级)的小信号特性。
    如图8 所示,从IC 内部比较器的反相端断开,则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为:

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    8fb4006f0c0944709ceb602eac5872c9.png

    附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式,从控制到输出的传函为:

    9cdc20efd1c2bd77e739d5fe307b1e07.png

    其中:

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    Vout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言,k=0.25),m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿,即ma=0),Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad(或Matlab)绘制功率级传函的Bode 图:

    6a45132adfe56f227a746810340e3c97.png

    在考察功率级传函Bode 图的基础上,我们就可以进行环路补偿了。
    前文提到,对于峰值电流模式的反激变换器,使用Dean Venable Type II 补偿电路即可,典型的接线方式如下图所示:

    26916f056df65e738a434e6a4719612c.png

    通常,为降低输出纹波噪声,输出端会加一个小型的LC 滤波器,如图 10 所示,L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性,L1、C1B 的引入,使变换器的环路分析变得复杂,不但影响功率级传函特性,还会影响补偿网络的传函特性。然而,建模分析后可知:如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上,那么其对环路的影响可以忽略不计,实际设计中,建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时,直接将L1直接短路即可,推导该补偿网络的传递函数G(s)为:

    90a8d3cf8b763f0ea812576c3bea31cc.png

    其中:

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    CTR 为光耦的电流传输比,Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻(对应NCP1015,Rpullup=18kΩ),Cop 为光耦的寄生电容,与Rpullup 的大小有关。图 13(来源于Sharp PC817 的数据手册)是光耦的频率响应特性,可以看出,当RL(即Rpullup)为18kΩ时,将会带来一个约2kHz左右的极点,所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。

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    k Factor(k 因子法)是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。

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    如图 14 所示,将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处,将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算:RLed,Cz,Cpole,下面将用k Factor 计算这些参数:

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    -------确定补偿后的环路带宽fcross:通过限制动态负载时(△Iout)的输出电压过冲量(或下冲量)△Vout,由下式决定环路带宽:

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    -------考察功率级的传函特性,确定补偿网络的中频带增益(Mid-band Gain):

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    -------确定Dean Venable 因子k:选择补偿后的相位裕量PM(一般取55°~80°),由公式 32 得到fcross 处功率级的相移(可由Mathcad 计算)PS,则补偿网络需要提升的相位Boost 为:

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    则k 由下式决定:

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    -------补偿网络极点(wp)放置于fcross 的k 倍处,可由下式计算出Cpole:

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    -------补偿网络零点(wz)放置于fcross 的1/k 倍处,可由下式计算出Cz:

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    仿真验证

    计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析,减轻劳动强度,避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差,还可以与实物调试相互补充,最大限度的降低设计成本,缩短开发周期。
    本例采用经典的电流型控制器UC3843(与NCP1015 控制原理类似),搭建反激变换器。其中,变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。
    仿真测试条件:低压输入(90VAC,双路满载)
    1.原理图

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    图17 仿真原理图

    2. 瞬态信号时域分析

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    从图 18 可以看出,最低Cbulk 上的最低电压为97.3V,与理论值98V 大致相符。

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    3. 交流信号频域分析

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    4. 动态负载波形测试
    测试条件:低压输入,满载,主路输出电流0.1A---1A---0.1A,间隔2.5ms,测试输出电压波形。

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    PCB 设计指导

    1. PCB layout—大电流环路
    大电流环路包围的面积应极可能小,走线要宽。

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    2. PCB layout—高频(di/dt、dv/dt)走线
    a. 整流二级,钳位吸收二极管,MOS 管与变压器引脚,这些高频处,引线应尽可能短,layout 时避免走直角;
    b. MOS 管的驱动信号,检流电阻的检流信号,到控制IC 的走线距离越短越好;
    c. 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。

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    3. PCB layout—接地
    初级接地规则:
    a. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后,连接到Power GND(即大信号GND);
    b. 反馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。
    次级接地规则:
    a. 输出小信号地与相连后,与输出电容的的负极相连;
    b. 输出采样电阻的地要与基准源(TL431)的地相连。

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    PCB layout—实例

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    总 结

    附录:峰值电流模式功率小信号
    对CCM 模式反激,其控制到输出的传函为:

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    峰值电流模式的电流内环,本质上是一种数据采集系统,功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成,其中

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    Hh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节(由Ray Ridley 提出):

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    其中:

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    上式中,PO 为输出总功率,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,Vout1 为反馈主路输出电压,Rs 为初级侧检流电阻,D 为变换器的占空比,n 为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝比,m 为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Esr 为输出电容的等效串联电阻,Cout 是输出电容之和。

    对DCM 模式反激,控制到输出的传函为:

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    其中:

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    Vout1 为主路输出直流电压,k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数,m为初级电流上升斜率,ma 为斜坡补偿的补偿斜率,Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。

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反激变换器工作原理