单端反激式功率变换器开关稳压电源并非是只能由一只晶体管组成，而由两只晶体管仍然可以组成单端变换器形式的开关稳压电源。单端反激式开关稳压电源与推挽、全桥、半桥双端变换的开关稳压电源的根本区别在于高频变压器的磁心仅工作在磁滞回线的一侧(第一象限)。典型的单端反激变换式开关稳压电源的原理图如图所示。所谓单端，即指转换电路的磁心仅工作在其磁滞回线的一侧。所谓反激，系指当晶体管导通时，在初级电感线圈中储存能量，当晶体管截止时，初级线圈中储存的能量再通过次级线圈释放给负载。当开关管VT1被控制脉冲激励而导通时，输入电压Ui便施加到高频变压器T1的原边绕组N1上。由于变压器T1副边的整流二极管VD反接，因此副边绕组N2没有电流流过；当VT1截止时，绕组N2上的电压极性颠倒，VD被正偏，VTl导通期间储存在T1中的能量便通过VD负载释放。 
   由于这种电路在开关管导通期间储存能量，因此在开关管截止期间才向负载传递能量。高频变压器在工作中除了起变压作用外，还相当于一个储能用的电感，因此也有人称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。单端反激式开关电源电路是成本最低的一种。它可以达到输入与输出部分隔离，还可以同时输出几路不同的电压，有较好的电压调整率。但其输出纹波电压较大，负载调整率较差，适用于相对固定的负载。在单端反激式开关电源电路中，开关三极管承受的最大反峰值电压是线路工作电压峰值的2倍以上。为了降低开关管的耐压，需要对集射电压进行限幅，因此常用的单端反激式开关电源有三种形式。
 
 
 
 单端反激变换器的很重要的特色是变压器充当了电感的作用,即在开关开通时变压器储能,开关关断时变压器将能量释放到副边,因此单端反激变换器的变压器工作在电感类型的工作区,在功率过大时变压器储能也大造成其负荷太重,但并不是说不能工作在100W以上,更不会有100W左右可靠性比正激更好的说法,只是在电源设计中是否合算的问题,而且单端反激变换器在多输出时的电压调整率不如正激.
    对于经常烧管子的问题,一是看选择的Mosfet的耐压定额够否:反激变换器的开关管的最大电压是输入电压加上输出电压与变比的乘积,考虑到漏感影响,电压定额要比这个值大至少20%(当然看漏感的大小和Clamp电路或Snubber的性能了);二看变压器设计的工作点要求远离饱和区,而且要留足够的裕量,在严重的情况下(最大占空比时)不至于饱和.
     只要计算正确,设计合理,出现这种问题的机会就比较少,所以一定要先在理论上把握住精髓,掌握必要的知识,在加上多学习多动手多思考,各种问题都会解决的.
 

  
 
 

 其实看正激还是反激很简单
 在电路上的区别主要有两点:
 1.看次级何时导通--次级一般接有二极管之类的单向导通器件,   在初级通时,次级可以导通,是正激的表现;在初级导通时,次级不导通,则时反激的表现
 2.看初级有没有为反激准备的回路--反激变换器在晶体管关闭时发生能量转换,由磁能变为电能,所以,一定要有电流流动的回路,没有回路则不可能是反激.
 
 
 

 反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的
 开关电源，与之对应的有正激式开关电源。
 
 
 
 　　“反激”(FLY BACK)具体所指当开关管接通时，输出变压器充当电感，电能转化为磁能，此时输出回路无电流；相反，当开关管判断时，输出变压器释放能量， 磁能转化为电能，输出回路中有电流。
 
 
 
 　　反激式开关电源中，输出变压器同时充当储能电感，整个电源体积小、结构简单，所以得到广泛应用。应用最多的是单端反激式开关电源。
 
 
 
 　　
 　优点：元器件少，电路简单，成本低，体积小，可同时输出多路互相隔离的电压
 
 
 
 　　
 　缺点：开关管承受电压高，输出变压器利用率低，不适合作大功率电源
 
 
 
 　　一般而言，100W以内的开关电源通常采用单端返激式，超过100W－300W的开关电源通常采用正激式或半桥式，300W以上电源通常采用全桥式。

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快速实战反激变换器
 
在输入输出需要电气隔离的低功率（1W～100W）开关电源中，反激变换器（Flyback
 Converter）是最常用的一种拓扑结构。反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM
 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM
 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM
 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS
 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM
 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
作者以双路输出，功率为40W的CCM反激变换器为例，进行了较为详细的设计。其中主要包括图1~图4四大部分。图1主电路AC-DC部分：包括保险丝、热敏电阻、压敏电阻、EMI滤波电路、整流桥、输出滤波电路等；图2主电路DC-DC部分：包括变压器、RCD吸收电路、整流二极管、输出滤波电容、π型滤波电路等；图3控制电路：主要包括反馈电路以及控制芯片电路部分。
 
 
图1 主电路AC-DC部分
 
 
图2 主电路DC-DC部分
 
 
图3 控制电路
 
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。由于反激变换器的设计步骤过多，就不在此进行详述，已整理至百度网盘中。请关注公众号并后台回复关键词：CCM反激变换器或者001，即可获得以下资料。包括主电路和控制电路详细的参数设计；AD原理图及其PCB（已经进行过功能测试，但仅适用于实验验证）；反激变换器的一些参考资料。
 
 
 
 
最后，有什么问题可以留言，作者看到会及时回复。 长按关注微信公众号，提供了免费的资料下载，包括硬件基础知识、开关电源设计资料、求职资料等等~
 

反激(Flyback) 型电路的结构见图2-40。该电路可以看成是将boost-buck电路中的电感换成相互耦合的电感N1和N2得到的。因此反激型电路中的变压器在工作中总是经历着储能一放电的过程。
 

 
 
电流工作在连续模式CCM
 

 
 它与正激电路不同的地方是开关管关断时将能量传送给负载（反激），变压器磁通仅在单方向变化（单端），他没有磁复位电路，因为次级将能量传送给负载的过程即去磁过程，所以不需要额外的去磁绕组。
 
 
DCM模式
 
DCM模式下，在开关管开通前次级绕组电流为零，此时电容C向负载提供能量。与Boost-buck电路推导过程类似，反激电路电流连续临界条件：
 
 由DCM模式下电压输出输入之比：
 
 反激电源是靠电感（变压器）的储能通过次级向输出电容释放能量的，就是说主振功率管和输出整流管不是同步工作，如果没有反馈电路较严格的控制前级占空比，输出又空载，电感的能量就无处释放，会造成次级和初级线圈电压升高很多（理论是电压无限高），主震功率管被击穿（过热）损坏。所以不允许空载。
 
为什么反激电路通常避免工作于连续模式？
 
先来复习一下变压器知识;
 
 了解变压器输入电压与ton乘积与最大磁通摆幅、匝数、铁心面积之间的关系。再来分析反激型电路电流连续和断续时变压器磁通密度与绕组电流的关系：因为反激型电路变压器的绕组N1和N2在工作中不会同时有电流流过，不存在磁势相互抵消的可能，因此变压器磁心的磁通密度取决于绕组电流的大小。
 从图中可以看出，在最大磁通密度相同的条件下，连续工作时磁通密度的变化范围▲B小于断续方式。在反激型电路中，▲B正比于一次侧每匝绕组承受的电压乘以开关处于通态的时间ton，在电路的输人电压和ton相同的条件下，较大的▲B意味着变压器需要较少的匝数，或较小尺寸的磁心。从这个角度来说，反激型电路工作于电流断续模式时，变压器磁心的利用率较高，较合理，故通常在设计反激电路时应保证其工作于电流断续方式。
 反激型电路的结构最为简单，元件数少，因此成本较低，广泛适用于各种功率为数瓦~数十瓦的小功率开关电源，在各种家电、计算机设备、工业设备中广泛使用的小功率开关电源中基本上都采用的是反激型电路。但该电路变压器的工作，点也仅处于磁化曲线平面的第I象限，利用率低，而且开关元件承受的电流峰值很大，不适合用于较大功率的电源。

 
PWM单端反激式充电器
 
主要应用在电瓶车充电器（电动自行车上）
 
本设计方案及报告
 
来自——淮海工学院——电气工程及其自动化——G电气161，朱奎春和余某整理设计及编撰。本文章中后半部份采用截图方式。
 
 
以下为详细内容：
 
引言
 
开关电源按控制方式分为两种基本形式：一种是脉冲宽度调制（PWM），其特点是固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比；另一种是频率调节（PFM），其特征是固定宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。二者的电路不同，但都属于时间比率控制（TGC）方式，其作用效果一样，均可达到稳定的目的。目前开关电源大多数采用PWM方式。
 随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。
 电动车充电器是专门为电动自行车的电瓶配置的一个充电设备！充电器的分类： 用有、无工频（50赫兹）变压器区分，可分为两大类。货运三轮充电器一般使用带工频变压器的充电机，体积大、重量大、费电，但是可靠，便宜；电动自行车和电摩则使用所谓开关电源式充电器，省电，效率高，但是易坏。
 
1 设计内容
 
本次课程设计为PWM脉冲宽 度调制充电器，用单端反激变换器。课程设计主要步骤有方案选择，方案设计，充电器分析，主电路分析，相关计算。在市面上，现在有许多的充电设计方案，如：正负式、二段式、三段式和全智能脉冲充电器等，其中三段智能充电器用户较多。我们本次方案为三段式的。
 
1．1 参数指标
 
目前市面上充电器输出电压及规格的主要的分为以下几种：
 1.1.1 36V10-12Ah：
 恒流1.8A±0.1A，最高限压：44.4V，转灯电流:300mA±20mA，浮充电压：41.4-41.7V。
 1.1.2 48V10-12Ah：
 恒流1.8A±0.1A，最高限压：59.2V，转灯电流:300mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
 1.1.3 48V14-16Ah：
 恒流2.0A±0.1A，最高限压：59.2V，转灯电流:350mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
 1.1.4 48V17Ah：
 恒流2.7A±0.2A，最高限压：59.2V，转灯电流:500mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
 1.1.5 48V20Ah：
 恒流3.0A±0.2A，最高限压：59.2V，转灯电流:600mA±30mA，浮充电压：55.2-55.6V。
 1.1.6 48V28Ah：
 恒流4.5A±0.3A，最高限压：59.2V，转灯电流:800mA±50mA，浮充电压：55.2-55.6V。
 由于我们设计的事物与相关的资料整理，这里我们选择48V28Ah的充电器参数，作为我们本次课程设计的参数指标。
 
1.2 技术要求
 
对于这次充电器我们要能够对电瓶车的进行三段式，三段式充电器的充电模式是把充电过程分为恒流、恒压、浮充三个充电阶段。并且具有电池检测部分和电网电压波动的保护电路，可以进行过流保护，和输出端短路保护。
 电动自行车是集蓄电池技术，电力电子技术，电动机技术，和精密传动技术于一体的新型特种自行车，因其无污染，低噪音，低能耗，占道少，方便快捷等特点而成为国际上流行和大力推广的绿色私人交通工具。
 
2 方案选择
 
电瓶车充电器总体框图
 
 
2.1 方案设计
 
2.1.1 整流滤波电路
 整流滤波电路，有半波整流，桥式整流，变压器中心抽头式整流。还分有的器件的类型不控型、半控型、全控型。滤波有电容滤波，电感滤波，还有Π型滤波。
 为了可以的到较好的整流我们采用不控型桥式电容滤波整流。由于电瓶车充电器充电功率一般回有200W左右。所以二极管我们就不用堆栈式的，采用直插式的，能够更好的扇热。
 2.1.2 开关管的选择
 开关管的的类型主要分半控型、全控型。如晶闸管，GTO, GTR, IGBT, MOSFET等。而IGBT是绝缘栅双极场效应管，为电压控制电流，栅控器件，其工作频率比普通的双极器件高，电流处理能力比MOSFET要强，一般用于中高频中高压领域。功率MOSFET由于是单极型器件，电流处理能力相对较弱，但由于其在开关过程中，没有载流子存储的建立与抽取，其频率特性好，用于高频低压领域。
 本次电瓶车充电器是高频变压的，在对管子选择，我们选择频率性好的MOSFET开关管。价格也较为合适。
 
 
2.1.3 高频变压电路
 常用的开关电源式充电器又分半桥式和单激式两大类，单激类又分为正激式和反激式两类。半桥式成本高，性能好，常用于带负脉冲的充电器；单激式成本低，市场占有率高。但也有少数采用PFM方式。PWM方式电路的工作原理：
 
 若用T表示开关的脉冲周期，t_(on )表示其导通时间，n表示高频变压器的变比，在脉冲周期一定的前提下，功率变换器的最后输出电压U_(o ) 和输入电压U_(i )的关系可用式（2-1）表示:
 U_O=1/n t_on/T U_S=1/n DU_S （2-1）
 式(2-1)表明,开电源的输入电压或输出电压发生变化时,如电网电压升高或负载变化使输出电压升高或降低时,只要适当控制占空比,可以使输出电压Uo保持不变。控制电路的作用就是实现这个功能,脉宽调制器是这类开关电源的核心,它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号,以控制开关器件的通断状态,从而调节输出电压的高低,达到稳压的目的。锯齿波发生器用于提供恒定的时钟频率信号。利用误差放大器和PWM比较器形成闭环调压系统。如果由于某种原因使Uo升高,脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度,亦即改变开关的占空比D,使斩波后的平均住电压下降,反之亦然。
 
 buck变换器与单端正激。图2-1-3中（a）图为buck电路。但是我们充电器的输入电压整流后电压约为300V，对蓄电池和人都有潜在的危险，因此需要对buck变换器进行改变，改为图2-1-3中（b），加入隔离变压器，进行电的隔离，只有磁的联系。图2-1-3中（b）为单端正激变换器。由我们学习过的电力电子技术课本得到单端正激：
 U_O=N_2/N_1 t_on/T U_S=N_2/N_1 DU_S （5-1）
 而单端反激DC/DC变换器图2-1-3（c）如下
 
 
在图2-1-3（c）中,变压器T1起隔离和传递储存能量的作用,即在开关管Q开通时Np储存能量,开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器L和电容C。组成一个低通滤波器,变压器初级有Cr、Rr和〖VD〗_r组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管VD1。若变压器使用有气隙的磁芯,其铜损较大,变压器的温度相对较高,并且其输出的纹波电压比较大。但其优点是电路结构简单,适用于200W以下的电源,且多路输出交调特性相对较好。
 本次课程方案我们选择为单端反激变换器。首先选择变压器可以进行隔离，把高压侧和低压侧进行变压器隔离。防止因为外界等因素影响，造成爆炸等危害。变压器既具有储能，变压和隔离的功能。其次因为反激式的优点是电路简单，体积也相对来说比较小。主要的是反激式的电源输出电压受占空比的调节幅度，相对于正激式开关电源来说要高很多。反激式开关电源多用于多路输出的场合。
 2.1.4 控制电路
 控制电路是对控制这电路的运行状态的部分。主要是产生脉冲控制开关管的通断，三端式充电恒流、稳压和涓流充电。也能对充电电量的显示，及电源的各种保护，如电网电压的波动，负载短路，负载不匹配（不是对应充电器的蓄电池组）等检测。
 采用集成元件，体积小，电路结构简单，便于设计。控制电路对功率要求不大。产生PWM脉冲调制相关的的集成器件有UC3842,UC3843等。
 为了设计简单我们采用UC3843集成块，来控制MOSFET管的通断。对检测蓄电池组集成块有LM339为4个电压比较器。价格也较为合适。
 
 
 
3 充电器相关参数设计
 
3.1 整流电路的计算、元件参数选择：
 

 而滤波电容的大小选取如下：
 对于整流滤波电路，桥式全波整流滤波带负载的输出电压公式：
 U_L=1.2×U_2=1.2×220=264V
 每个二极管承受的最大反向电压：
 U_VTM=√2 U=√2×220≈311V
 为了考虑1.5~2的余量:
 U_VTM=(1.52)×311=466622V
 为得到平滑的负载电压：
 τ=RE1=4T/2=2T=2/50=0.04s
 由此得到滤波电容：
 E1=0.04/1320=30μF
 若考虑电网电压波动，则电容承受的最高电压为：
 V_cm=264×(1+0.1)=290.4V
 根据上面的计算结果，滤波电容应选用标称为68uF 400V的电解电容。经过工频交流电滤波电路滤波后的工频电压通过整流二极管D1~D4全桥整流，再经过滤波电容E1滤波。通过查找二极管的参数可以了解到IN5399的最高反向峰值电压为1000V，平均整流电流为5A，最大峰值浪涌电压一般为1.5A，最大反向漏电流为5A，通过比较发现，符合作为充电器的高速整流用。
 
3.2 RCD箝位电路作用，参数计算与选择
 

 该电路用于限制MOSFET关断时，高频变压器漏感的能量引起的尖峰电位和次级线圈反射电压的叠加，叠加的电压产生在MOS管由饱和转向关断的过程中，漏感中的能量通过VD向C6充电，C6上的电压可能冲到反电动势与漏感电压的叠加值。
 C6作用：将该部分的能量吸收掉，其容量大小：
 单端反激电路漏感Le一般在40uH到100uH之间，这里取60uH计算。
 C6=(（Le×Isc×2）)/((Vr+△Vpp))×2-Vr×2=22nF
 R6=0.63×(（Vr+△Vpp）)/((△Vpp×f×C))=100kΩ
 VD的选择：耐压值要超过叠加值的10%。电流要大于输入电流的平均值的10%。因此，选择800V，3A的二极管。选择为IN5399二极管。
 
3.3 UC3842各管脚电位、元件参数的计算、选择
 

 1脚：1脚是误差放大器的输出端，误差放大输出约为3.4V。
 2脚：反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度。误差放大器反相输入端约为2.4V。
 因为电路原因，UC3842的2脚和1脚之间通常会有补偿网络，通过电阻和电容来补偿。
 两者大小不会太大，所以C1=10nF，R3=10kΩ。
 3脚：电流检测输入端，当检测电压超过1V时，缩小脉冲宽度，使电源处于间歇工作状态，该脚产生大概0.1V的电压。
 因为干扰问题，所以UC3842的电流取样端3脚为防止干扰，在后面接RC滤波器。
 由于3脚干扰信号为高频，若选用电容较大，那在使用中，会因它电解液的频繁极化而产生较大热量，而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。所以这里我们选用100pF的电解电容作为滤波。
 4脚：定时端，内部振荡器的工作频率由外接阻容时间常数决定：
 f=1.72/((R_4×C_3))
 为了使频率在300kHz，所以电阻R4选择如下：
 R_4=1.72/(f×C_3 )=1.72/(300×〖10〗3×4.7×〖10〗(-9) )≈1.2KΩ
 6脚：6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为正负1A，根据电路可知，该电流为正，假设此时电流正好为1A，驱动输出电压为2V，根据N沟道结型场效应的特性：Vgs大于一定的值就会导通，适用于源极接地。因为6脚电位本身就不高，那么Rg的阻值要远大于R8，才能分去更多的电压，才能满足MOS管的导通要求。所以R8、R9的取值分别为15Ω、10kΩ。
 7脚：国产的电源PWM控制电路最常用的集成电路型号就是UC3842，经查阅它的7脚电压在10V到17V之间波动，因为整流滤波电路供给的电压达到近300V左右，又因为让芯片UC3842启动的电流在0.5mA到1mA之间，那么在电阻R5上的电流必须大于它既可，而它的电流又不能太大，则可推断出R5的阻值必定很大，若取1.5mA的电流供给芯片启动，则：
 R5=300V/1.5mA=200kΩ
 8脚：基准电压输出，可以输出的精确的+5V电压，电流可达0.05A
 C2是个滤除8脚与4脚之间产生的不必要信号，这里取100nF。
 
3.4 MOSFET管的选择
 

 最大占空比D_max因为不能超过50%，因此这里取40%用于计算，后面同样。
 耐压选择:
 V_dss=V_dcmax=600V
 耐电流选择:
 I_d=I_out 1.2(PoVdmin)1-D_max=1.5A
 所以这里选择SSS5N80的MOSFET管，额定值分别为：800V 2.7A 42W
 
3.5 变压器的选择、计算
 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
7 参考文献
 
周志敏、周纪海，《高频开关电源设计与应用实例》，人民邮电出版社，电气工程应用技术从书，2008年
周渊深、宋永英、吴迪，《电力电子技术》，普通高等教育电气信息类规划教材，2011年
刘遂俊，《精修电动车充电器与控制器》，机械工业出版社，全行业优秀畅销品种，2008年
吴祥兴，《深入浅出电源设计》，卓越工程师培养计划从书，2014年
张天星、张慧玲，《电动自行车电气原理与维修》，电子科技大学出版社，电子教图书编委会系列从书，2006年
吴文琳，《电动自行车结构与使用维修》，机械工业出版社，2005年