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  • 反激拓扑。 其中反激电源变压器的本质是一个储能电感。 下图是一个应用实例 个各功能区介绍如下 输入滤波 下方红框是整流电路 反激电路的核心 控制IC 辅助绕组 以及输出的闭环反馈 四...

    本文的笔记参考资料为,王兆安《电力电子技术》第五版,以及TI培训视频  邵革良《精通反激电源变压器设计》。

     

    一、反激电路 原理部分

     

    二、反激电源的一般结构

    顺着箭头方向,依次是 EMI滤波器 -> 交流整流 -> 和反激拓扑。

    其中 反激电源变压器的本质 是一个储能电感

     

    下图是一个应用实例

    个各功能区介绍如下

    输入滤波

    下方红框是整流电路

    反激电路的核心

    控制IC

    辅助绕组

    以及输出的闭环反馈

     

    四、反激电源的3种工作模式

    CCM 电流连续模式,即电感电流(复变绕组电流)咋S开通前,电流尚未下降为0. 体现在波形图中是梯形波。(Ids的初始小尖峰是电容放电)

    DCM  电流连续模式,即电感电流(复变绕组电流)咋S开通前,电流尚已经下降为0.体现在波形图中是三角波。 在复变电感电流降为零之后,Vds的波动来源于变压器漏感里的能量,进行的自由震荡。所以在震荡区,原副边都没电流。

    CRM 临界模式          在开通时刻恰好下降为零

     

     

     

     

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  • 反激变压器设计过程

    2021-01-20 09:25:23
    根据功率、输入输出的情况,我们选择反激电源拓扑反激式变压器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求。 2. 转换效率高,损失小。 3. 变压器匝数比值较小。 4. 输入电压在很大的...

    电源参数

    图片

    根据功率、输入输出的情况,我们选择反激电源拓扑。

    反激式变压器的优点有:

    1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求。

    2. 转换效率高,损失小。

    3. 变压器匝数比值较小。

    4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出。

    设计步骤:

    1、决定电源参数。

    2、计算电路参数。 

    3、选择磁芯材料。 

    4、选择磁芯的形状和尺寸。 

    5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。 

    6、选择绕组线圈线径。 

    7、计算变压器损耗和温升。

    原理图

    图片

    步骤一、确定电源参数:(有些参数为指标给定,有些参数从资料查得)

    图片

    注:电流比例因数:纹波比例,在重载和低收入情况下的纹波电流和实际电流的比例。

    步骤二、计算电路参数:

    最低直流输入电压:

    图片

    图片

     Z为损耗分配因数,如果Z=1.0表示所有损耗都在副边,如果Z=0表示所有的损耗都在原边,在这里取Z=0.5表示原副边都存在损耗。

    步骤三、选择磁芯材料:

            铁氧体材料具有电阻率高,高频损耗小的特点,且有多种材料和磁芯规格满足各要求,加之价格较其它材料低廉,是目前在开关电源中应用最为广泛的材料。同时也有饱和磁感应比较低,材质脆,不耐冲击,温度性能差的缺点。        

           采用的是用于开关电源变压器及传输高功率器件的MnZn功率铁氧体材料PC40,其初始磁导率为2300±25%,饱和磁通密度为510mT(25℃时)/390mT(100℃时),居里温度为215℃。

    选择磁芯材料为铁氧体,PC40。

    步骤四、选择磁芯的形状和尺寸:

    高频功率电子电路中离不开磁性材料。磁性材料主要用于电路中的 变压器、扼流圈(包括谐振电感器)中。

    图片

    变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的。

    磁性材料(Magnetic materials)有个磁饱和问题。如果磁路饱和,会导致变压器电量传递畸变,使得电感器电感量减小等。对于电源来说,有效电感量的减小,电源输出纹波将增加, 并且通过开关管的峰值电流将增加。这样可能使得开关管的工作 点超出安全工作区,从而造成开关管寿命的缩短或损坏。磁性材料的另一个问题就是居里点温度

    (Curie Temperature)。在这一温度下,材料的磁特性会发生急剧变化。特别是该材料会 从强磁物质变成顺磁性物质,即磁导率迅速减小几个数量级。实 际上,它几乎转变为和空气磁芯等效。一些铁淦氧(ferrites)的居里 点可以低到130oC左右。因此一定要注意磁性材料的工作温度。 

    简单的说就是两个问题: 

    1. 饱和——引起电感量减小

    2. 居里温度——磁导率减小

    所以选择变压器的时候,我们需要充分考虑两个问题:

    1、磁通量必须满足,避免饱和。

    2、温度不能太高。

    所以我们需要先计算变压器铁心磁饱和的磁通量的最大值B(max)

    决定变压器的材质及尺寸:

    依据变压器计算公式

    图片

    图片

    B(max)的计算结果,不要超过我们选型的铁心的额定值,并进行降额、并考虑外壳导致散热不良带来的影响,并留有余量。

    B(max)的算法有两种,

    面积相乘法(AP法)

    几何参数法(KG 法)

    推导过程比较复杂和繁琐,此处不进行展开。

    在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下:

    图片

    反激变压器工作在第一象限,最高磁密应留有余度,故选取BMAX=0.3T,反激变压器的系数K1=0.0085(K1是反激变压器在自然冷却的情况下,电流密度取420A/cm2时的经验值。)

    磁芯型号:查EPC磁芯系列—EPC19,磁芯参数为:

    磁芯有效截面积:

    Ae=

    22.7

    mm2

    磁芯窗口面积:

    Aw=

    50

    mm2

    磁路长度:

    Le=

    0.461

    mm

    无气隙电感系数:

    Al=

    940

    nH/T2

    磁芯体积:

    Ve=

    0.9

    cm3

    骨架绕线宽度:

    Bw=

    11.9

    mm

    EPC磁芯主要为平面变压器设计的,具有中柱长,漏感小的特点。EPC19磁芯的AP值约为0.11cm4,稍大于计算所需的AP=0.09 cm4。若再选用小一号的磁芯EFD15,其AP值约为0.047 cm4,小于计算所需的AP=0.09 cm4,不符合要求,故选用EPC19磁芯。

    步骤五、计算变压器各绕组匝数、有效气隙电感系数及气隙长度:

    1、法拉第电磁感应定律

    电路中感应电动势的大小,跟穿过这一电路的磁通变化率成正比,若感应电动势用图片 表示,则

     图片 ,这就是法拉第电磁感应定律。

    若闭合电路为一个图片 匝的线圈,则又可表示为:

     图片 。式中,图片 为线圈匝数,

     图片 为磁通量变化量,单位图片 ,

     图片 为发生变化所用时间,单位为图片 ,

     图片 为产生的感应电动势,单位为图片 。

    电感欧姆定律方程:V=L*(dI/dt)

    所以推导得到电流型方程:

    图片

    N*A*B=L*I

    原边绕组匝数:

    图片

    当电感、电流、匝数、面积确定的情况下,磁饱和密度也就确定了。

    换句话说:我们为了达到一定的磁饱和密度,需要增加匝数来实现。

    当原边的匝数满足要求之后,我们通过匝数比关系,可以计算副边匝数要求。

    图片

    步骤六、选择绕组导线线径:

    满足磁通量的同时我们还需要考虑电流和空间的问题。

    决定变压器线径及线数:

    当变压器决定后,变压器的Bobbin(骨架)即可决定,依据Bobbin(骨架)的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温升记录为准。

    变压器有效的骨架宽度:

    图片

    LX为原边绕组层数,在这里采用4层。

    M为线圈每端需要的爬电距离,在这里取2mm。

    (爬电距离是沿绝缘表面测得的两个导电零部件之间或导电零部件与设备防护界面之间的最短路径。)

    骨架绕线宽度:Bw=11.9mm

    计算原边绕组导线允许的最大直径(漆包线):

    图片

    根据上述计算数据可采用裸线径DIA=0.23mm的漆包线绕置,其带漆皮外径为0.27mm,刚好4层可以绕下。

    根据所选线径计算原边绕组的电流密度:

    图片

    图片

    计算副边绕组导线允许的最大直径(漆包线):

    图片

    根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置,但由于在温度100℃、工作频率为60KHz时铜线的集肤深度:

    图片

    而0.72mm大于了2倍的集肤深度,使铜线的利用率降低,故采用两根0.35mm的漆包线并绕。

    图片

    自供电绕组线径:由于自供电绕组的电流非常小只有5mA,因此对线径要求并不是很严格,在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度,因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行绕置,使其刚好一层绕下,减小与次级之间的漏感,保证短路时使自供电电压降低。

    步骤七、计算变压器损耗和温升

    变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成,下面分别计算:

    1)线圈损耗:

    图片

    为100℃铜的电阻率为2.3×10-6(·cm );为原边绕组的线圈长度,实测为360cm;A为原边0.23mm漆包线的截面积。

    图片

     d为原边漆包线直径0.23mm,s为导线中心距0.27mm,为集肤深度0.31mm。

    原边交流电阻与直流电阻比:由于原边采用包绕法,故原边绕组层数可按两层考虑,根据上式所求的Q值,查得。

    图片

    图片

    为100℃铜的电阻率为2.3×10-6(·cm );为副边绕组的线圈长度,实测为80cm;A为副边两根0.38mm漆包线的截面积。

    图片

     d为副边漆包线直径0.35mm,s为导线中心距0.41mm,图片为集肤深度0.31mm。

    副边交流电阻与直流电阻比:副边绕组层数为一层,根据上式所求的Q值,查得:

    图片

    2)磁芯损耗:

    图片

    Pcv为磁芯功率损耗,由峰值磁通密度摆幅、工作频率60KHz及工作温度100℃可在厂家手册上查出其损耗约为30mw/cm3。

      Ve为EPC19的体积0.105cm3。

    图片

    总结:通过上述计算可知,当环境温度为85℃时,变压器最高温度在96℃左右,符合磁芯的最佳工作温度。同时采用包绕法使得漏感仅为70uH(1KHz时)/15uH(100KHz时),小于3%,效果较理想。

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    1 UC3842 的工作原理

    UC3842 内部组成框图如图1所示。其中: 1 脚是内部误差放大器的输出端, 通常此脚与2 脚之间接有反馈网络, 以确定误差放大器的增益和频响。2 脚是反馈电压输入端, 将取样电压加到误差放大器的反相输入端, 再与同相输入端的基准电压( 一般为2.5 V) 进行比较, 产生误差电压。3 脚是电流检测输入端, 与取样电阻配合, 构成过流保护电路。当电源电压异常时, 功率开关管的电流增大, 当取样电阻上的电压超过1 V时, U C3842 就停止输出, 可以有效地保护功率开关管。4 脚外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容, 决定振荡频率。5 脚接地。6 脚是输出端, 此脚为图腾柱式输出, 能提供±1A 的峰值电流, 可驱动双极型功率开关管或MOSFET.7 脚接电源, 当供电电压低于16 V 时, UC3842 不工作, 此时耗电在1 mA 以下。输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后, 输入电压可在10~ 30 V 之间波动, 低于10V 则停止工作。工作时耗电约为15 mA.8 脚是基准电压输出, 可输出精确的5 V 基准电压, 电流可达50mA.由图1( b) 可见, 它主要包括误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。U C3842 的电压调整率可达0.01% , 工作频率为500 kHz.

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    图1 UC3842 管脚图和内部结构图

    2 反激变换器的设计

    此次设计的反激变换器是从1 kW 充电器全桥开关电源初级侧高压直流部分取电作为输入电压。反激变换器预定技术指标如下。

    输入电压: 240~ 380 V DC; 输出电压: 12 V DC; 输出电流: 2 A; 纹波电压: ±500 mV;输出功率: 25 W;效率: 85% ;开关频率: 65 kHz;占空比:小于40%。

    如图2 所示, 电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路4 部分组成。主电路采用单端反激式拓扑,它是升降压斩波电路演变后加隔离变压器构成的,该电路具有结构简单, 效率高, 输入电压范围宽等优点。工作模式选择在断续模式到临界模式之间。功率开关管选用N??MOSFET STP9NK70ZFP( 700 V, 5 A)。次级整流二极管选用肖特基二极管SR540( 40 V, 5 A) .

    控制电路是整个开关电源的核心, 控制的好坏直接决定了电源整体性能。这个电路采用峰值电流型双环控制,即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。电路电流环控制采用UC3842 内部电流环,电压外环采用T L431 和光耦PC817 构成的外部误差放大器,误差电压直接送到UC3842 的1 脚。误差电压与电流比较器的同相输入端3 脚经采样电阻采集到初级侧电流进行比较,从而调节输出端脉冲宽度。2 脚接地。R4, C5 是UC3842 的定时元件, 决定UC3842 的工作频率,此设计中R4= 5.6 kΩ ,C5= 3300 pF.当UC3842 的1 脚电压低于1 V 时,输出端将关闭;当3 脚上的电压高于1 V 时,电流限幅电路将开始工作,UC3842 的输出脉冲中断。开关管上波形出现"打嗝"现象,从而可以实现过压、欠压、限流等保护功能。

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    反馈电路采用精密稳压源TL431 和线性光耦PC817 构成外部误差电压放大器。并将输出电压和初级侧隔离。如图2 所示, R11、R12 是精密稳压源的外接控制电阻, 决定输出电压的高低, 和T L431 一并组成外部误差放大器。当输出电压Vo 升高时, 取样电压VR 13 也随之升高, 设定电压大于基准电压(TL431 的基准电压为2.5 V) , 使TL431 内的误差放大器的输出电压升高, 致使片内驱动三极管的输出电压降低, 使输出电压Vo 下降, 最后V o 趋于稳定; 反之, 输出电压下降引起设定电压下降, 当输出电压低于设定电压时, 误差放大器的输出电压下降, 片内驱动三极管的输出电压升高, 最终使UC3842 的脚1 的补偿输入电流随之变化, 促使片内对PWM 比较器进行调节, 改变占空比, 达到稳压的目的。

    从TL431 技术资料可知, 参考输入端的电流为2 μA, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响, 通常取流过电阻R13 的电流为T L431 参考输入端电流的100 倍以上[ 6] , 所以:

    6d32b8c483b962ecb5e4eb1f33fbe850.png

    这里选择R13= 10 k Ω,根据TL431 的特性可以计算R12:

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    其中, TL431 参考输入端电压Uref= 2.5 V。

    TL431 的工作电流Ika 范围为1~ 150 mA, 当R9 的电流接近于零时, 必须保证I ka 至少为1 mA, 所以:

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    其中, 发光二极管的正向压降Uf= 1.2 V。

    UC3842 的误差放大器输出电压摆幅0.8 V< Vo< 6 V, 三极管集射电流I c受发光二极管正向电流If 控制, 通过PC817 的Vce与I c关系曲线( 图3) 可以确定PC817 二极管正向电流I f .由图3可知, 当PC817 二极管正向电流I f 在7 mA 左右时, 三极管的集射电流I c在7 mA 左右变化, 而且集射电压Vce 在很宽的范围内线性变化, 符合UC3842 的控制要求。

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    图3 PC817 集射极电压Vce与二极管正向电流If 的关系图

    PC817 的电流传输比CTR= 0. 8~ 1. 6, 当I c= 7mA 时, 考虑最坏的情况, 取CT R= 0.8, 此时要求流过发光二极管最大电流:

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    所以:

    36f67c1e66e5ea7ca8a3e3766bacc0cd.png

    其中, Uka为TL431 正常工作时的最低工作电压, Uka = 2.5 V.发光二极管能承受的最大电流为50 mA,TL431 最大电流为150 mA, 故取流过R9 的最大电流为50 mA。

    00a2f1ef5de38b22367108feaf6bef08.png

    R9 的取值要同时满足式( 5) 和式( 6) , 即162< R9< 949, 可以选用750Ω 。 4 基于MOS 管最大耐压值的反激变压器设计

    由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压Vdcmin= 240 V, Vdcmax= 380 V, 预设效率η= 85%, 工作频率f = 65 kHz, 电源输出功率P out= 25 W。

    变压器的输入功率:

    a5c2928aef9f97a9b6783bf5da7ce8c2.png

    根据面积乘积法来确定磁芯型号, 为了留有一定裕量, 选用锰锌铁氧体磁芯EE25/ 20, 电感量系数A L=1 750 nH/ N2 , 初始磁导率μi= 2 300, 有效截面积A e= 42. 2 mm2 .

    因为所选的MOS 管的最大耐压值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量条件下所允许的最大反射电压:

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    最大占空比:

    60c40db06f386ae61bab619628dc639f.png

    初级电流:

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    初级最大电感量:

    854589c81ab55ebe7ca4e8eb37f0745f.png

    其中, f 是开关频率, Hz.

    初次级匝数比:

    8bf2967beebd7f20c8d280b536d16e76.png

    初级匝数:

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    其中, 磁感应强度Bw= 0?? 23 T ; 由于此变换器设计在断续工作模式k= 1( 连续模式k= 0.5)。

    磁芯气隙:

    6e46a1ba2f8e65a695976b16a3c06c81.png

    次级匝数:

    f8bdc37898885bad61c643e4856ab1e1.png

    辅助绕组匝数:

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    其中, Va 是辅助绕组电压, V .

    为了减小变压器漏感, 采用夹心式绕法, 初级绕组分N p1 ( 78 T ) 和N p2 ( 78 T) 两部分绕制, 如图4 所示, Np1 绕在骨架最里层, 次级绕组N s绕在N p1和N p2之间, 辅助绕组绕Na 在最外层。

    反激式开关电源设计小编在此先给大家价绍这么多,如果各位观看本文章的小伙伴们对此有着浓厚的兴趣,不妨可以学习学习我们推出的一系列课程,希望可以帮助到大家!~~

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  • 摘要:研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。 关键词:反激变换器;峰值电流控制;双管反激引言反激变换电路由于具有拓扑简单,输入输出电气隔离,升/降压范围...
  • 传统直流变换器具有体积大、功率密度低和转换效率低等缺陷,为了克服这些缺陷本文提出了一种隔离双向反激直流变换器型多输入逆变电源,并详细论述了其电路拓扑、控制策略、稳态原理特性、主要电路参数设计。...
  • 摘 要: 对反激同步整流在低压小电流DC-DC变换器中的应用进行了研究,介绍了主电路工作原理,几种驱动方式及其优缺点,选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑,并通过样机试验,验证了该电路的实用性。...
  • 分析了反激式变换器的工作原理,并根据该变换电路的工作方式,利用状态空间平均法建立了该拓扑的系统数学模型,采用滑模变结构控制方法来控制系统状态之间的切换,通过MATLAB/Simulink仿真和实验验证该变换器拓扑的实用...
  • 研究了一种新颖的反激式并网逆变器,从电路拓扑、控制策略、稳态原理特性、关键电路参数设计等相关内容对此逆变器进行了研究分析,此并网逆变器是由具有多路串联同时选择功率开关的隔离反激直流变换器和极性反转逆变...
  • 摘 要: 介绍一种适合于较高电压输入的双管反激变换器的拓扑,分析其工作原理,介绍峰值电流控制模式的特点并给出变压器主要参数设计步骤。给出了设计并调试成功的一台约 60W 三相输入、八路隔离输出的直流开关电源...
  • 反激式变换器的实例为大家讲解关于输出端电容的计算,此实例为RCC拓扑结构,输出功率6W,输出电压5V,输出电压1.2A。在最小输入电压下,占空比为0.5,工作频率100KHz。(为了数据简单取频率为整数)  原理分析: ...
  •  反激式变换器所用的元器件少、成本低,是一种性价比很高的电路拓扑,广泛用于充电器、适配器、各类电器及仪表中的直流电源等功率等级较小的场。目前已有大量的文献集中于其电路原理、应用设计等方面。近年来,随着...
  • 详细分析了交错反激式微型逆变器的拓扑结构组成、工作过程及微型逆变器功率解耦的基本原理,并对目前较常用的三类功率解耦电路的工作方式及优缺点做了对比;对提出的功率解耦电路的两个工作模式及控制策略进行了详细...
  •  图1所示为采用三种不同拓扑(准谐振反激拓扑、LLC谐振拓扑和使用软开关技术的非对称半桥拓扑)的开关的电压和电流波形。  图1.准谐振、LLC和非对称半桥拓扑的比较  输出二极管电流降至零  当初级端耦合回...
  • 针对IGBT全桥模块提出一种新型驱动电源方案,传统驱动电源采用反激拓扑或变压器单原边多副边的方案。反激拓扑只在开关关断时才向副边传输能量,导致瞬态特性差;而单原边多副边的方案中6组驱动电源空间分布过于密集...
  • 其中,拓扑部分主要包括正激、反激、对称驱动桥式、隔离Boost等DC-DC功率变换器的拓扑原理分析;工程设计指南部分包括正激、反激、桥式变换器工程设计指南的具体设计步骤和稳态分析。此外,还包括8个附录,主要...
  • 什么是Power Supply?...反激变换器(Flyback)工作原理 (电流连续模式) 反激变换器(Flyback)工作原理 (电流断续模式) 反激变换器(Flyback)工作原理(1) 反激变换器(Fly...

    什么是Power Supply?

    干货 | 常见开关电源各种拓扑结构对比与分析

     

    开关电源的元件构成

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    三种基本的非隔离开关电源

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    三种基本的隔离开关电源

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    反激变换器(Flyback)工作原理 (电流连续模式)

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    反激变换器(Flyback)工作原理 (电流断续模式)

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    反激变换器(Flyback)工作原理(1)

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    反激变换器(Flyback)工作原理(2)

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    反激变换器(Flyback)工作原理(3)

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    反激变换器(Flyback)工作原理(4)

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    反激变换器(Flyback)特征总结

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)(1)

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)(2)

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)(3)

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)(4)

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)(5)

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    谐振复位正激变换器(Resonant Reset Forward)特征

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(1)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(2)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(3)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(4)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(5)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(6)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(7)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(8)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(9)

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    有源钳位正激变换器(Active Clamped Forward)(10)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(1)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(2)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(3)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(4)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(5)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(6)

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    桥式变换器(Bridge Type Converter)(7)

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    几种隔离式变换器之比较

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空空如也

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反激拓扑原理