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    * 本文是 21Dianyuan 社区资深版主 YTDFWANGWEI  原创  技术文章,感谢作者的辛苦付出。

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    新能源和电动汽车的发展,都会用到能量密度比较高的锂电池。而锂电池串联使用过程中,为了保证电池电压的一致性,必然会用到电压均衡电路。今天跟大家一起分享一下,我在工作中用过几种电池的均衡电路,希望对大家有所帮助。

    01

    最简单的均衡电路就是负载消耗型均衡,也就是在每节电池上并联一个电阻,串联一个开关做控制。当某节电池电压过高时,打开开关,充电电流通过电阻分流,这样电压高的电池充电电流小,电压低的电池充电电流大,通过这种方式来实现电池电压的均衡。

    但这种方式只能适用于小容量电池,对于大容量电池来说是不现实的。

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    负载消耗性均衡的示意图

    02

    第二种均衡方法我没有实验过,就是飞渡电容法。简单的说就是每一节电池并联一个电容,通过开关这个电容既可以并联到本身这节电池上,也可以并联到相邻的电池。

    当某节电池电压过高,首先将电容与电池并联,电容电压与电池一致,然后将电容切换到相邻的电池,电容给电池放电。实现能量的转移。

    由于电容并不消耗能量,所以可以实现能量的无损转移。但这种方式太繁琐了,现在的动力电池动不动几十节串联,要是采用这种方式,需要很多开关来控制。

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    飞渡电容法工作原理图,

    只是画出相邻两节电池的均衡原理图。

    第一次做均衡,是做的一款动力电池组的充电,电池容量 80ah 的两组并联,要求均衡电流为 10a。原来了解的一点均衡的原理根本不够用,这么大电流都相当于一个一个的小模块了,最后还真的是采用 n 个小模块串联,每节电池并联一个小模块,如果单体电池电压低于设定值,启动相应的并联模块,对低电压电池启动充电,补充能量提升电压,实现均衡。


    下图为当时采用的均衡电路的示意图,DC-DC 输入母线既可以是电池电压,也可以是别的模块提供的直流输入,根据需要灵活配置。

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    03

    主动均衡方法可以采用我前面提到的一个变压器多路输出的方法。

    如果你想利用下面的电路示意图,做一个多路输出的反激电源,利用各个模块的输出电压来对电池实现均衡,我估计你需要很深的功力才可以,因为单单交叉调整率这一项就很难。但是,利用这个电路,我们可以换一下思路,各路输出不需要稳压,当然为了防止开路损坏输出电容,我们可以做一个简单的原边反馈。然后在每路输出到电池之间串联一个电子开关,由于这种均衡是配合电池管理系统一起工作的,因此每路输出只要串联一个电子开关,由管理单元控制即可,哪路电压地我们就可以打开这个电子开关,有电源输出给该节电池充电,直到所有单体电池电压达到我们的期望值。


    采用这种均衡方法,曾经做过 1000AH,7串电池及 300AH,80串电池的均衡,均衡完成后,所有单体电池电压可以达到 5mV 以内。

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    多绕组变压器法结构图

    主动均衡也可以采用能量转移的方法。所谓能量转移,既可以是从整组电压取能量向低电压补充,也可以是从将电压过高的电池取能量向整组电压反馈。

    我在一款通讯电源电源系统中用过第二种方式实现过电池均衡。电路原理图如下:

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    当时做的是16串锂电池的均衡,分成了两组,每组8只电池串联,这里只画了6只描述工作原理。

    如果电池 B5 电压过高,控制 Q5 以 PWM 模式工作,当 Q5 开通,电感 L5 储能;当 Q5 关闭,电感储存的能量就会通过 D5 给电池 B1-B4 充电,降低 B5 电池电压抬高其余电池电压,利用同样的原理可以分析其余电池组电压过高时候的工作过程。


    在试验过程中,两组之间各自采用这种方式均衡。当两组之间出现偏差的时候,就可以采用双向 DC-DC 进行能量转换了,这样采用的模块数量较少,设计比较方便

    我当时没有采用双向 DC-DC,而是简单的采用能量消耗性做两组之间电池的均衡。从最终的试验效果来看,电池均衡还是比较不错的。

    在均衡过程中,如果对每节电池提供一路充电模块感觉属于杀鸡用牛刀,能量消耗型有达不到技术要求,也就是需要主动均衡,那么前面提到的变压器一拖多输出的方法,也许更适合你的需要,采用合适的变压器,做原边反馈限流的多路输出反激电源即可

    其实,随着动力电池的应用发展,不仅均衡,电池过充过放的保护,也就是我们常说的保护板的应用也会越来越广阔。我们知道原来的18650电芯,十几串的保护板用 ic 很常见,实现短路、过充保护、过放保护。但如果是几十串的电芯呢,不知道有没有接触过这方面资料的网友,可以一起交流下。

    这就是截止目前为止,我试验过的几种电池均衡的方式,均衡的电池从 2AH 到 1000AH,串联的节数从7串到120串。

    个人感觉如下:

    1. 对于 10AH 以内的电池组,采用能量消耗型可能是比较好的选择,控制简单。

    2. 对于几十 AH 的电池组来说,采用一拖多的反激变压器,结合电池采样部分来做电池均衡应该是可行的。
    3. 对于上百 AH 的电池组来说,可能采用独立的充电模块会好一些,因为上百 AH 的电池,均衡电流都在10多 A 左右,如果串联节数再多一些,均衡功率都很大,引线到电池外,采用外部 DC-DC 或 AC-DC 均衡也许更安全。


    目前的均衡都是以电池电压一致作为均衡的结束条件,但随着 SOC 计算越来越准确,容量一致的均衡应该是未来发展的趋势。

     * 本文为 21Dianyuan 社区原创文章,未经授权禁止转载。请尊重知识产权,违者本司保留追究责任的权利。

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  • 反激电源工作原理.pdf

    2019-09-14 11:04:44
    反激电源工作原理pdf,本文档的主要内容详细介绍的是反激变换器工作波形,理想反激变换器,实际反激变换器工作原理,带吸收电路的反激变换器,以及吸收电路工作原理的详细资料概述。
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    反激电路工作原理(在实际应用中我选择了PI的一款LNK624,还是比较好用的)

    该芯片选取的是LinkSwitch-CV家族里的一款芯片,能够满足小功率反激电路设计或者大功率电源辅助电源设计需求

     

     

    工作流程图如下

    设计过程

    输入整流,滤波啥的就不谈了,本文主要讨论一下反激电源反馈调节原理,以LNK624为例。

    内部架构

     

     功能说明

                     1、恒压控制(FB反馈电压调节开关管占空比,进而调节输出电压)

                     2、自动重启和开环保护(检测输出电压是否大于DCmax保护)

                     3、过温保护(内置温度检测,过温自动掐断驱动)

                     4、电流限制(DS电流检测放大,过流后自动掐断驱动)

                     5、6V稳压(电压低于5V自动保护)

    注释:         

                      LNK624该芯片内部有一颗Pmos。集成温度检测、电流检测,反馈端电压检测、外部电压限制值,电流限制值可以设置,内部所有检测及反馈都是通过状态机进行反馈,然后调节输出开关管驱动实现恒压调节。

                      供电是从D端(高压端)直接取电然后经过线性稳压调节为6V,如果电压低于5V会直接保护。

    问题:多端反激设计时,源极带载能力较弱。

    解决方案:在次级端加假负载(在满足温升以及电气性能的前提下)。

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  • 电源网创始人兰波首次跨界创作,在星球号发表电源技术文章,详细分享了关于一款3843低压反激电源电路波形分解分析。文章内容详实,图文并茂。兰总用行动告诉我们:热爱可迎万难!系列专题《一款3843低压反激电源...
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    我们来研究一个3843做的低压反激电源,我用低压主要是为了安全,而且方便测试。低压整明白后我们再玩高压。电路图如下:

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    为了更好的消化电路工作原理,我计划把电路分解,分别搭建并测试波形。

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    实验一

    一、我把滤波电路、变压器部分全部去掉、mos的漏极悬空,看看启动情况:

    4df8158948a3f5d77515455113d3f40e.png

    1、我们来看看IC启动时的工作状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色),上电后得到下面4张波形。第1张图是10ms的,为整体波形;第2张1ms,是放大的局部波形;第3、4张50us,继续放大,此时第4脚震荡的始末看得清清楚楚。

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    我们知道UC3843的启动电压为8.5V+,关闭电压为7.6V。30V的VCC经过R1给C8充电,电压逐步上升,达到8.5V后,3843开始工作。3843工作后,消耗C8的电量,电压下降,低于7.6V后IC停止工作。C8又开始充电,电压开始上升,再次达到8.5V,周而复始。

    【新手坑】因为这个是IC的启动电路,本来就是让IC工作一会就行,因为启动后,变压器的辅助绕组会取代C8给IC供电。我当初特别不明白的是:所有的资料都强调3843的7脚启动电压,这个IC的7脚明明是和R5,R3并联的呀,电压肯定够呀?要那个C8干啥呀?去了C8还不启动,真奇怪。其实,3843要工作,需要一定的工作电流的,大概10mA左右。30V经过R1,电流直接被拉到3mA了,IC根本不能工作。其实C8的作用是存储和释放让3842能工作的电流更加确切。

    2、接着,我测IC的4脚(黄色)、6脚(青色),mos的G极(紫色),看看4脚的震荡锯齿波、6脚的PWM控制波、mos的G极控制波如何协同工作的:

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    我发现在这种电路情况下,PWM的占空比非常高,在90%左右。另外IC的6脚输出电压和mos的G极电压是一致的,说明22Ω的R7上面没有压降。

    3、然后,我测IC的4脚(黄色)、3脚(青色)、2脚(紫色)、6脚(蓝色) ,看看电压、电流反馈脚是如何协同工作的:

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    因为3843的2脚(FB)高于2.5V或者3脚(Isense)电压高于1V,就会让PWM变成低电平,关断mos。上面这个波形可以看出,此局部电路状态下,2脚(紫色)和3脚(青色)都远低于2.5V和1V,PWM一直工作在最大的占空比状态下。

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    实验二

    二、把上面电路图的mos源极直接连上电路输入端VCC,看看mos工作状态和过流保护。

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    1、看看这种电路下IC的启动状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色),上电后得到下面4张波形。第1张图10ms,为整体波形;第2张1ms,为放大的局部波形;第3张50us,为起振的开始波形,第4张50u,为起振结束波形。我们对比发现,和实验一相比,IC的启动和工作周期都差不多,不过电容电压波动变小了一些,震荡波也不是那么干净了。

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    2、继续测3843的4脚(黄色)、6脚(蓝色)。我们惊奇的发现:这种电路条件下,6脚的PWM波型大部分处于低电平状态,mos大部分时间处于关闭状态。我们发现mos刚被开通,马上就被关闭了。

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    3、到底什么原因呢?我们知道3842是通过2脚(FB)电压反馈和3脚(Isense)电流反馈来控制PWM输出的。首先,我们先看看FB的影响:下图是4脚(黄色)、6脚(青色),2脚(紫色 )的波型。时间刻度是1uS。我们看到PWM高电平刚起来,FB就达到了2.8V,关闭了高电平。

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    然后,我们再看看下图:黄青色还是4、6脚波形,紫色为3脚(Isense)的波形。可以看到mos被打开那一瞬间,3脚的电压也超过了1V,随后下降。

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    那到底是3脚关了mos还是2脚关了mos呢?到现在还看不明白,以后再分析。

    4、接下来我们看看mos的工作状态如何。我测mos的D极(青色),mos的G极(紫色)得到如下波形:可以看到mos开通正常,但在关闭的时候不太干净,有一些抖动。

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    我们可以得出结论,在此电路状态下,3843输出最小占空比。mos管大部分时间处于关闭状态。不过有个不好的情况发生,我发现mos管的温度比较高,我初步判断是mos关闭不干净造成的原因。

    接下来我们会继续做实验,逐步把变压器初级绕组安装上、辅助绕组安装上、次级绕组部分的电路安装上,分别做实验。

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    本文的笔记参考资料为,王兆安《电力电子技术》第五版,以及TI培训视频  邵革良《精通反激电源变压器设计》。

     

    一、反激电路 原理部分

     

    二、反激电源的一般结构

    顺着箭头方向,依次是 EMI滤波器 -> 交流整流 -> 和反激拓扑。

    其中 反激电源变压器的本质 是一个储能电感

     

    下图是一个应用实例

    个各功能区介绍如下

    输入滤波

    下方红框是整流电路

    反激电路的核心

    控制IC

    辅助绕组

    以及输出的闭环反馈

     

    四、反激电源的3种工作模式

    CCM 电流连续模式,即电感电流(复变绕组电流)咋S开通前,电流尚未下降为0. 体现在波形图中是梯形波。(Ids的初始小尖峰是电容放电)

    DCM  电流连续模式,即电感电流(复变绕组电流)咋S开通前,电流尚已经下降为0.体现在波形图中是三角波。 在复变电感电流降为零之后,Vds的波动来源于变压器漏感里的能量,进行的自由震荡。所以在震荡区,原副边都没电流。

    CRM 临界模式          在开通时刻恰好下降为零

     

     

     

     

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反激电路的原理