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* 本文是 21Dianyuan 社区资深版主 YTDFWANGWEI  原创  技术文章，感谢作者的辛苦付出。
新能源和电动汽车的发展，都会用到能量密度比较高的锂电池。而锂电池串联使用过程中，为了保证电池电压的一致性，必然会用到电压均衡电路。今天跟大家一起分享一下，我在工作中用过几种电池的均衡电路，希望对大家有所帮助。
01
最简单的均衡电路就是负载消耗型均衡，也就是在每节电池上并联一个电阻，串联一个开关做控制。当某节电池电压过高时，打开开关，充电电流通过电阻分流，这样电压高的电池充电电流小，电压低的电池充电电流大，通过这种方式来实现电池电压的均衡。
但这种方式只能适用于小容量电池，对于大容量电池来说是不现实的。
负载消耗性均衡的示意图
02
第二种均衡方法我没有实验过，就是飞渡电容法。简单的说就是每一节电池并联一个电容，通过开关这个电容既可以并联到本身这节电池上，也可以并联到相邻的电池。
当某节电池电压过高，首先将电容与电池并联，电容电压与电池一致，然后将电容切换到相邻的电池，电容给电池放电。实现能量的转移。
由于电容并不消耗能量，所以可以实现能量的无损转移。但这种方式太繁琐了，现在的动力电池动不动几十节串联，要是采用这种方式，需要很多开关来控制。
飞渡电容法工作原理图，
只是画出相邻两节电池的均衡原理图。
第一次做均衡，是做的一款动力电池组的充电，电池容量 80ah 的两组并联，要求均衡电流为 10a。原来了解的一点均衡的原理根本不够用，这么大电流都相当于一个一个的小模块了，最后还真的是采用 n 个小模块串联，每节电池并联一个小模块，如果单体电池电压低于设定值，启动相应的并联模块，对低电压电池启动充电，补充能量提升电压，实现均衡。

下图为当时采用的均衡电路的示意图，DC-DC 输入母线既可以是电池电压，也可以是别的模块提供的直流输入，根据需要灵活配置。
03
主动均衡方法可以采用我前面提到的一个变压器多路输出的方法。
如果你想利用下面的电路示意图，做一个多路输出的反激电源，利用各个模块的输出电压来对电池实现均衡，我估计你需要很深的功力才可以，因为单单交叉调整率这一项就很难。但是，利用这个电路，我们可以换一下思路，各路输出不需要稳压，当然为了防止开路损坏输出电容，我们可以做一个简单的原边反馈。然后在每路输出到电池之间串联一个电子开关，由于这种均衡是配合电池管理系统一起工作的，因此每路输出只要串联一个电子开关，由管理单元控制即可，哪路电压地我们就可以打开这个电子开关，有电源输出给该节电池充电，直到所有单体电池电压达到我们的期望值。

采用这种均衡方法，曾经做过 1000AH，7串电池及 300AH，80串电池的均衡，均衡完成后，所有单体电池电压可以达到 5mV 以内。
多绕组变压器法结构图
主动均衡也可以采用能量转移的方法。所谓能量转移，既可以是从整组电压取能量向低电压补充，也可以是从将电压过高的电池取能量向整组电压反馈。
我在一款通讯电源电源系统中用过第二种方式实现过电池均衡。电路原理图如下：

当时做的是16串锂电池的均衡，分成了两组，每组8只电池串联，这里只画了6只描述工作原理。
如果电池 B5 电压过高，控制 Q5 以 PWM 模式工作，当 Q5 开通，电感 L5 储能；当 Q5 关闭，电感储存的能量就会通过 D5 给电池 B1-B4 充电，降低 B5 电池电压抬高其余电池电压，利用同样的原理可以分析其余电池组电压过高时候的工作过程。

在试验过程中，两组之间各自采用这种方式均衡。当两组之间出现偏差的时候，就可以采用双向 DC-DC 进行能量转换了，这样采用的模块数量较少，设计比较方便。
我当时没有采用双向 DC-DC，而是简单的采用能量消耗性做两组之间电池的均衡。从最终的试验效果来看，电池均衡还是比较不错的。
在均衡过程中，如果对每节电池提供一路充电模块感觉属于杀鸡用牛刀，能量消耗型有达不到技术要求，也就是需要主动均衡，那么前面提到的变压器一拖多输出的方法，也许更适合你的需要，采用合适的变压器，做原边反馈限流的多路输出反激电源即可。
其实，随着动力电池的应用发展，不仅均衡，电池过充过放的保护，也就是我们常说的保护板的应用也会越来越广阔。我们知道原来的18650电芯，十几串的保护板用 ic 很常见，实现短路、过充保护、过放保护。但如果是几十串的电芯呢，不知道有没有接触过这方面资料的网友，可以一起交流下。
这就是截止目前为止，我试验过的几种电池均衡的方式，均衡的电池从 2AH 到 1000AH，串联的节数从7串到120串。
个人感觉如下：
1. 对于 10AH 以内的电池组，采用能量消耗型可能是比较好的选择，控制简单。
2. 对于几十 AH 的电池组来说，采用一拖多的反激变压器，结合电池采样部分来做电池均衡应该是可行的。
3. 对于上百 AH 的电池组来说，可能采用独立的充电模块会好一些，因为上百 AH 的电池，均衡电流都在10多 A 左右，如果串联节数再多一些，均衡功率都很大，引线到电池外，采用外部 DC-DC 或 AC-DC 均衡也许更安全。

目前的均衡都是以电池电压一致作为均衡的结束条件，但随着 SOC 计算越来越准确，容量一致的均衡应该是未来发展的趋势。
 * 本文为 21Dianyuan 社区原创文章，未经授权禁止转载。请尊重知识产权，违者本司保留追究责任的权利。

反激电路工作原理（在实际应用中我选择了PI的一款LNK624，还是比较好用的）



该芯片选取的是LinkSwitch-CV家族里的一款芯片，能够满足小功率反激电路设计或者大功率电源辅助电源设计需求。

 

 

工作流程图如下



设计过程

输入整流，滤波啥的就不谈了，本文主要讨论一下反激电源反馈调节原理，以LNK624为例。

内部架构

 



 功能说明

                 1、恒压控制(FB反馈电压调节开关管占空比，进而调节输出电压)

                 2、自动重启和开环保护（检测输出电压是否大于DCmax保护）

                 3、过温保护（内置温度检测，过温自动掐断驱动）

                 4、电流限制（DS电流检测放大，过流后自动掐断驱动）

                 5、6V稳压（电压低于5V自动保护）

注释：         

                  LNK624该芯片内部有一颗Pmos。集成温度检测、电流检测，反馈端电压检测、外部电压限制值，电流限制值可以设置，内部所有检测及反馈都是通过状态机进行反馈，然后调节输出开关管驱动实现恒压调节。

                  供电是从D端（高压端）直接取电然后经过线性稳压调节为6V，如果电压低于5V会直接保护。

问题：多端反激设计时，源极带载能力较弱。

解决方案：在次级端加假负载（在满足温升以及电气性能的前提下）。

	

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热爱可迎万难
因为喜欢，所以热爱；因为热爱，所以坚持！电源网创始人兰波首次跨界创作，在星球号发表电源技术文章，详细分享了关于一款3843低压反激电源电路波形的分解分析。文章内容详实，图文并茂。兰总用行动告诉我们：热爱可迎万难！
系列专题《一款3843低压反激电源电路波形分解分析》点击文末“阅读原文”查看，专题还在持续更新中！
我们来研究一个3843做的低压反激电源，我用低压主要是为了安全，而且方便测试。低压整明白后我们再玩高压。电路图如下：
为了更好的消化电路工作原理，我计划把电路分解，分别搭建并测试波形。
实验一
一、我把滤波电路、变压器部分全部去掉、mos的漏极悬空，看看启动情况：
1、我们来看看IC启动时的工作状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色)，上电后得到下面4张波形。第1张图是10ms的，为整体波形；第2张1ms，是放大的局部波形；第3、4张50us，继续放大，此时第4脚震荡的始末看得清清楚楚。
我们知道UC3843的启动电压为8.5V＋，关闭电压为7.6V。30V的VCC经过R1给C8充电，电压逐步上升，达到8.5V后，3843开始工作。3843工作后，消耗C8的电量，电压下降，低于7.6V后IC停止工作。C8又开始充电，电压开始上升，再次达到8.5V，周而复始。
【新手坑】因为这个是IC的启动电路，本来就是让IC工作一会就行，因为启动后，变压器的辅助绕组会取代C8给IC供电。我当初特别不明白的是：所有的资料都强调3843的7脚启动电压，这个IC的7脚明明是和R5，R3并联的呀，电压肯定够呀？要那个C8干啥呀？去了C8还不启动，真奇怪。其实，3843要工作，需要一定的工作电流的，大概10mA左右。30V经过R1，电流直接被拉到3mA了，IC根本不能工作。其实C8的作用是存储和释放让3842能工作的电流更加确切。
2、接着，我测IC的4脚(黄色)、6脚(青色)，mos的G极(紫色)，看看4脚的震荡锯齿波、6脚的PWM控制波、mos的G极控制波如何协同工作的：
我发现在这种电路情况下，PWM的占空比非常高，在90%左右。另外IC的6脚输出电压和mos的G极电压是一致的，说明22Ω的R7上面没有压降。
3、然后，我测IC的4脚(黄色)、3脚(青色)、2脚(紫色)、6脚(蓝色) ，看看电压、电流反馈脚是如何协同工作的：
因为3843的2脚(FB)高于2.5V或者3脚(Isense)电压高于1V，就会让PWM变成低电平，关断mos。上面这个波形可以看出，此局部电路状态下，2脚(紫色)和3脚(青色)都远低于2.5V和1V，PWM一直工作在最大的占空比状态下。
实验二
二、把上面电路图的mos源极直接连上电路输入端VCC，看看mos工作状态和过流保护。
1、看看这种电路下IC的启动状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色)，上电后得到下面4张波形。第1张图10ms，为整体波形；第2张1ms，为放大的局部波形；第3张50us，为起振的开始波形，第4张50u，为起振结束波形。我们对比发现，和实验一相比，IC的启动和工作周期都差不多，不过电容电压波动变小了一些，震荡波也不是那么干净了。
2、继续测3843的4脚(黄色)、6脚(蓝色)。我们惊奇的发现：这种电路条件下，6脚的PWM波型大部分处于低电平状态，mos大部分时间处于关闭状态。我们发现mos刚被开通，马上就被关闭了。
3、到底什么原因呢？我们知道3842是通过2脚(FB)电压反馈和3脚(Isense)电流反馈来控制PWM输出的。首先，我们先看看FB的影响：下图是4脚(黄色)、6脚(青色)，2脚(紫色 )的波型。时间刻度是1uS。我们看到PWM高电平刚起来，FB就达到了2.8V，关闭了高电平。
然后，我们再看看下图：黄青色还是4、6脚波形，紫色为3脚(Isense)的波形。可以看到mos被打开那一瞬间，3脚的电压也超过了1V，随后下降。
那到底是3脚关了mos还是2脚关了mos呢？到现在还看不明白，以后再分析。
4、接下来我们看看mos的工作状态如何。我测mos的D极(青色)，mos的G极(紫色)得到如下波形：可以看到mos开通正常，但在关闭的时候不太干净，有一些抖动。
我们可以得出结论，在此电路状态下，3843输出最小占空比。mos管大部分时间处于关闭状态。不过有个不好的情况发生，我发现mos管的温度比较高，我初步判断是mos关闭不干净造成的原因。
接下来我们会继续做实验，逐步把变压器初级绕组安装上、辅助绕组安装上、次级绕组部分的电路安装上，分别做实验。
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本文的笔记参考资料为，王兆安《电力电子技术》第五版，以及TI培训视频  邵革良《精通反激电源变压器设计》。

 

一、反激电路 原理部分



 

二、反激电源的一般结构



顺着箭头方向，依次是 EMI滤波器 -> 交流整流 -> 和反激拓扑。

其中 反激电源变压器的本质 是一个储能电感。

 

下图是一个应用实例



个各功能区介绍如下

输入滤波



下方红框是整流电路



反激电路的核心



控制IC



辅助绕组



以及输出的闭环反馈



 

四、反激电源的3种工作模式

CCM 电流连续模式，即电感电流（复变绕组电流）咋S开通前，电流尚未下降为0. 体现在波形图中是梯形波。（Ids的初始小尖峰是电容放电）

DCM  电流连续模式，即电感电流（复变绕组电流）咋S开通前，电流尚已经下降为0.体现在波形图中是三角波。 在复变电感电流降为零之后，Vds的波动来源于变压器漏感里的能量，进行的自由震荡。所以在震荡区，原副边都没电流。

CRM 临界模式          在开通时刻恰好下降为零