1、系统组成
导波雷达水位系统是由导波雷达、遥测终端机、GPRS 模块、太阳能电池组、SIM 卡、云平台等组成。导波雷达水位系统选用JK系列导波雷达，最大量程45m,该仪表具有精度高（精度±2mm）、稳定性好（过程温度-40℃～150℃）、免维护等特点。RTU遥测终端机是集数据采集与无线通讯为一体的终端设备，可同时采集多路脉冲量、开关量和模拟量，以移动GSM／GPRS 为通讯平台，所有的数据参数都可用手机查询与设置。10W 太阳能电板供电，后备3AH 锂电池，充满（10h 太阳）工作20d，锂电池有过充过放保护。
2、工作原理
采用的是先进的回波处理技术，它发射出的电磁脉冲以光速的速度沿着钢缆或探棒进行传播，当遇到被测介质表面时，部分脉冲被反射回来形成回波，并沿相同路径返回到脉冲发射装置，通过计算可以得出液位的空高。通过遥测终端机为水务平台上传数据，遥测终端机内置电池拥有充放电功能，可利用太阳能板供电系统满足其功能。系统采用移动或联通GSM／GPRS 通信平台，通过手机查询即时水位，也可通过互联网上的云平台查询。电池电压实时监测，与水位信息同时显示在界面上。外壳采用全密封防水设计，适应野外露水和被水浸泡，符合IP68 标准。

　　当我们还是学生的时候，不论从做题还是原理分析上,通常会重点学习NPN和PNP三极管的特性：静态工作特性计算、动态信号分析等等。对于MOS管，老师一般都会草草带过，没有那么深入的分析和了解，一般都会说MOS管和三极管的不同就是一个是电压控制，一个是电流控制，一个Ri大，一个Ri小等等。除了这些明显的特性，下文就从工作实战的角度进行MOS场效应管的分析。
　　首先我们来看下经常使用的增强型MOS管：N沟道和P沟道MOS管。
　　在消费类电子设计中由于对功耗要求比较严格，通常使用N沟道和P沟道MOS管来做电平的转换、锂电池的充电放电电路控制和电源的控制。现在用multisiblue14来模拟P沟道的电气特性：
　　在信号源XFG1中采用1Hz的5Vpp的正弦波来驱动PMOS管，而场效应管的vcc也采用5v直流电压，示波器XSC1中A通道显示驱动电压的波形，B通道显示源级的电压，仿真结果如下：
　　从仿真结果中可以看出，只要栅极的电压超过0v，也就是此时栅极的电压大于漏极的电压，场效应管截至，示波器拾取的源级电压就为直流驱动电压，源级获得的信号特性正好与驱动栅极的电压特性相反。这也就是电机驱动电路中采用N沟道和P沟道mos管的原因。
　　深度分析下该典型电路：当漏极电压升高，场效应管的夹断电压也会随之升高;当源级的电压变化特别是变小时，MOS管的源级电压会伴随着场效应管的打开与关闭实现电压跟随。
　　如下例子：栅极驱动电压为5v方波，源级为3v直流电源
　　这就是电平变换的典型特性，在实际的电路中，经常由于漏源栅之间的电容、或者驱动马达引起的反向电动势影响到电子系统，通常会在栅极增加耗能电阻R和耗能电容C接地。
　　N沟道增强型MOS管的典型应用电路正好与P沟道增强型MOS场效应管相反，如下所示：
　　在信号源XFG2中采用1Hz的5Vpp的正弦波来驱动Nmos场效应管，而场效应管的vcc也采用5v直流电压，示波器XSC2中A通道显示驱动电压的波形，B通道显示源级的电压，仿真结果如下：
　　由此可以知道只要栅极电压大于0V(此时的0v电压为源级电压)N沟道MOS场效应管是导通状态，漏极的电压会伴随着N沟道MOS管的打开与关闭形成跟随漏极还是源级电压。
　　当采用5vpp的方波驱动栅极电压时，
　　从中可以看出获得的波形为0-5V的方波，这在电子开关中可以理解为当驱动电压为高电平时场效应管打开。
　　当用MOS管做充电电池的控制电路时的典型电路如下：
　　上图中，当USB接口连接上，整个系统采用USB供电，同时通过电压检测控制端来实现对锂电池的充电，而由于二极管的存在，使锂电池的电量不能返流到USB。
　　当USB接口没有驱动电压时，锂电池通过二极管D1进行对系统的供电。

        项目中由于单片机开发板自带的ADC模块不够用，单片机自带的ADC模块是XPT2046，只有一个外部模拟输入信号通道，不能够满足我的需求，所以我打算采用ADC0809来作为模数转换芯片。

        ADC0809是美国国家半导体公司生产的CMOS工艺8通道，8位逐次逼近式A/D模数转换器。其内部有一个8通道多路开关，它可以根据地址码锁存译码后的信号，只选通8路模拟输入信号中的一个进行A/D转换。

特性：

1）8路输入通道，8位A/D转换器，即分辨率为8位。

2）具有转换起停控制端。

3）转换时间为100μs(时钟为640KHz时)，130μs（时钟为500KHz时）。

4）单个+5V电源供电。

5）模拟输入电压范围0～+5V，不需零点和满刻度校准。

6）工作温度范围为-40～+85摄氏度。

7）低功耗，约15mW。

引脚及功能：


	
IN0～IN7：8路模拟量输入端。
	
	

	
2-1～2-8：8位数字量输出端。
	
	

	
ADDA、ADDB、ADDC：3位地址输入线，用于选通8路模拟输入中的一路。
	
	

	
ALE：地址锁存允许信号，输入端，产生一个正脉冲以锁存地址。
	
	

	
START： A/D转换启动脉冲输入端，输入一个正脉冲（至少100ns宽）使其启动（脉冲上升沿使0809复位，下降沿启动A/D转换）。
	
	

	
EOC： A/D转换结束信号，输出端，当A/D转换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平）。
	
	

	
OE：数据输出允许信号，输入端，高电平有效。当A/D转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。
	
	

	
CLK：时钟脉冲输入端。时钟频率范围为10KHz-1280KHz。
	
	

	
REF（+）、REF（-）：基准电压。
	
	

	
Vcc：电源，单一+5V。
	
	

	
GND：地。
	
工作过程：

首先输入3位地址，并使ALE=1，将地址存入地址锁存器中。此地址经译码选通8路模拟输入之一到比较器。START上升沿将逐次逼近寄存器复位。下降沿启动 A/D转换，之后EOC输出信号变低，指示转换正在进行。直到A/D转换完成，EOC变为高电平，指示A/D转换结束，结果数据已存入锁存器，这个信号可用作中断申请。当OE输入高电平 时，输出三态门打开，转换结果的数字量输出到数据总线上。

转换数据的传送 A/D转换后得到的数据应及时传送给单片机进行处理。数据传送的关键问题是如何确认A/D转换的完成，因为只有确认完成后，才能进行传送。为此可采用下述三种方式。

（1）定时传送方式

对于一种A/D转换器来说，转换时间作为一项技术指标是已知的和固定的。例如ADC0809转换时间为128μs，相当于6MHz的MCS-51单片机共64个机器周期。可据此设计一个延时子程序，A/D转换启动后即调用此子程序，延迟时间一到，转换肯定已经完成了，接着就可进行数据传送。

（2）查询方式

A/D转换芯片有表明转换完成的状态信号，例如ADC0809的EOC端。因此可以用查询方式，测试EOC的状态，即可确认转换是否完成，并接着进行数据传送。

（3）中断方式

把表明转换完成的状态信号（EOC）作为中断请求信号，以中断方式进行数据传送。

不管使用上述哪种方式，只要一旦确定转换完成，即可通过指令进行数据传送。首先送出口地址并以信号有效时，OE信号即有效，把转换数据送上数据总线，供单片机接受。



                                  引脚                                                          通道的选择

编程（C语言）

#include "reg52.h"

float  shuju;

unsigned char sj;

unsigned int gata;

unsigned char gw,sw,bw;

unsigned char kk,tdao;

//4联共阳数码管，最高位显示通道号，其他三位为电压值

unsigned char code shuzi[]={

                            0xC0,0xF9,0xA4,0xB0,0x99,

                            0x92,0x82,0xF8,0x80,0x90};

unsigned char code duanxuan[]={0x0f,0x8f,0x4f,0xcf,0x2f,0xaf,0x6f,0xff};

sbit START=P3^1;  //ALE也连接P3.1

sbit OE=P3^3;

sbit EOC=P3^2;

sbit clock=P3^0;

void delay()

{

    unsigned char i;

   for(i=200;i>0;i--);

}

//timer init

void Timer()

{

 TMOD=0x21;

 

 TH0=0x3c;//20ms

 TL0=0xb0;

 TH1=0xff;//100khz

 TL1=0xfd;

 

}

void AD_zh()

{

 START=0;       //ADC0809的启动信号

  START=1;

  START=0;

 while(EOC==0);     //等待转换结束

 OE=1;              //输出转换数据

 sj=P1;             //P1口接收数据

 shuju=sj;//转换为浮点型

 shuju=(shuju/51.0)*100.00;//转换成百位数据;

 gata=shuju;//转换为整型

 bw=gata/100;//分离百位

 sw=(gata/10)%10;//分离十位

 gw=gata%10;//分离个位

}

//timer0/counter0 interrupt

void timer0(void) interrupt 1  //T0用于产生秒信号

{

 TH0=0x3c;

 TL0=0xb0;

 kk++;

  if(kk==20)

  {

  kk=0;

 tdao++;            //用于转换通道，测量各个通道数据

  if(tdao==8)

  {

   tdao=0;

  }

 }

}

void timer1(void) interrupt 3

{

 clock=~clock;          //定时器产生ADC0809所需的时钟信号

}

void display()

{

 P0=shuzi[gw];  //个位

 P2=0xf8&duanxuan[tdao];

 delay();

 

 P0=shuzi[sw];    //十位

 P2=0xf4&duanxuan[tdao];

 delay();

 P0=shuzi[bw]&0x7f;     //电压百位

 P2=0xf2&duanxuan[tdao];

 delay();

 P0=shuzi[tdao+1];   //通道从1~8，每秒换一个通道

 P2=0xf1&duanxuan[tdao];

 delay();

}



//the main fun

void main(void)

{

 uchar  i;

 Timer();

 TR0=1;

 ET0=1;

 TR1=1;

 ET1=1;

 EA=1;

while(1)

{

   AD_zh();

  for(i=0;i<10;i++)   //降低刷新速度，使显示稳定

   {

    display();//显示程序

   }

 }

}

 

上述部分是百度百科的知识，我只是粘贴在这以备自己后面用到，以上仅供参考即可。

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W～60W)开关电源应用场合，反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
2、设计步骤
接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline(国内为50Hz)
------输出功率：(等于各路输出功率之和)
------初步估计变换器效率：η(低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85)根据预估效率，估算输入功率：
对多路输出，定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL(n)=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压(85～265VAC)，取2～3μF/W；对窄范围输入电压(176～265VAC)，取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：
3. Step3：确定最大占空比Dmax
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。
图 4 反激变换器
对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。
如图 4(b)所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：
通过公式(5)(6)(7)，可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。
4. Step4：确定变压器初级电感Lm
对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：
其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：
对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器，KRF<1，此时，KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS)，KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM 模式的反激变换器，宽压输入时(90～265VAC)，KRF 取0.25～0.5；窄压输入时(176～265VAC)，KRF 取0.4～0.8 即可。
一旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定：
其中：
设计中，需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。
5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。
实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：
选定磁芯后，通过其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：
其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T；CCM 时，△B 取0.12～0.18T。
6. Step6：确定各路输出的匝数
先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：
则其余输出绕组的匝数为：
辅助线圈绕组的匝数Na 为：
7. Step7：确定每个绕组的线径
根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。
初级电感绕组电流RMS：
次级绕组电流RMS 由下式决定：
ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线圈的比较长时(>1m),线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。
其中，Ac 是所有绕组导线截面积的总和，KF 为填充系数，一般取0.2～0.3.
检查磁芯的窗口面积(如图 7(a)所示)，大于公式 21 计算出的结果即可。
8. Step8：为每路输出选择合适的整流管
每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD(n)和均方根值IDrms(n)如下：
选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：
9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器
第n 路输出电容Cout(n)的纹波电流Icaprms(n)为：
选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足：
输出电压纹波由下式决定：
有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L 不宜过大，建议不超过4.7μH。
10. Step10：钳位吸收电路设计
如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
反激变换器设计中，常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。
RClamp 由下式决定，其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级漏感，以实测为准：
图 9 RCD 钳位吸收
CClamp 由下式决定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比较合理的：
输出功率比较小(20W 以下)时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。