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  • 多载波传输是相对于单载波传输而言的,即,使用多个单载波并行传输数据。其操作原理包括如下三点:把一串高速数据流转化成n个并行的低速子数据流,每个子数据流的速率是高速数据流的1/n倍;将子数据流映射到对应...


    多载波传输是相对于单载波传输而言的,即,使用多个单载波并行传输数据。其操作原理包括如下三点:

    • 把一串高速数据流转化成n个并行的低速子数据流,每个子数据流的速率是高速数据流的1/n倍;
    • 将子数据流映射到对应的单个子载波上;
    • 再把多个子载波合成多载波,同时进行传输;
    27fc42cac2a959118fd28786e9c8c491.png

    01

    OFDM多载波特性

    传统FDM多载波:

    为避免多载波间干扰,需要在相邻的载波间保留一定保护间隔,大大降低了频谱效率;

    OFDM多载波:

    各子载波间重叠排列,同时保持各个子载波间的正交性。从而在相同带宽内,容纳数量更多的子载波,提升频谱效率。

    如下图所示:

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    OFDM多载波技术将频域信道划分为若干个子信道,各相邻子信道相互重叠,但不同子信道间相互正交。将高速的串行数据流分解成若干并行的低速子数据流同时传输,每个低速的数据流采用一个子信道进行传输,子数据流的速率是高速串行数据流的1/n倍,这样每个子信道上的符号周期得到加长(n ×Ts),大于无线信道的多径时延,因此每个子信道基本不存在ISI(符号间干扰)。

    OFDM子载波的带宽< 信道“相干带宽”时,可以认为该信道是“非频率选择性信道”,所经历的衰落是“平坦衰落”, 不需要复杂的均衡器就可以解调数据。如下图所示:

    977dffaaa184cf32054520e2ec176072.png

    02

    OFDM正交特性

    两个函数S1(t)和S2(t),如果存在

    100f9b3b984e662f03c26fd12c1eb639.png

    则说明函数S1(t)和S2(t)在区间(0,T)上是正交的。

    对于OFDM技术,设相邻子载波的频率间隔△f =1/T,T是符号的持续时间。那么,任意一对子载波可以分别表示为

    8a3c16c38c1af66e4a825b0b8e07c3da.png

    ,其中K1和K2是正整数。可以得到,两个子载波的内积,满足:

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    即,子载波

    8a3c16c38c1af66e4a825b0b8e07c3da.png

    间正交。

    正交在时域上的体现:

    在一个符号周期里,各个子载波对应的时域信号有整数个周期,这样不同子载波对应的时域信号积分为0。如绿线f0在(0,T)内有一个周期,黑线f1在(0,T)内有两个周期。

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    正交在频域上的体现:

    在一个子载波的峰值,对应其余子载波的零点,因此采样点选在峰值位置,就没有其他子载波的干扰。

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    03

    OFDM循环前缀

    符号间无保护间隔时,多径会造成ISI(符号间干扰)和ICI(载波间干扰)。

    接收端同时收到前一个符号的多径延迟信号(紫色虚线)和下一个符号的正常信号(红色实线),影响了正常接收。此时就会存在符号间串扰。

    bfba8c0a54548e59eccfbfb4a0822045.png

    为了消除符号间串扰,在OFDM符号间插入保护间隔。只要保护间隔长度大于无线信道的最大时延扩展,这样一个符号的多径分量不会对下一个符号造成干扰。

    1d4b6722b275d14a1d5952c3d8ba85b3.png

    符号之间空出一段时间做为保护间隔,这样做可以消除ISI(因为前一个符号的多径信号无法干扰到下一个符号),但同时引起符号内波形无法在积分周期内积分为0,导致子载波间不正交,即引入了ICI。

    OFDM技术引入了循环前缀的概念,采用保护间隔中的信号与该符号尾部相同,即循环前缀(Cyclic Prefix,简称CP)。CP使一个符号周期内因多径产生的波形为完整的正弦波,因此不同子载波对应的时域信号及其多径积分总为0 ,消除载波间干扰(ICI) 。

    11239822bbad6abfb91019b427d249f8.png

    04

    OFDM技术的优缺点

    OFDM技术的优点:

    频谱效率高;带宽扩展性强;抗多径衰落;实现MIMO技术较简单;频域调度灵活;

    自适应强,可以灵活选择调制编码方式,更好的适应信道的频率选择性;

    OFDM技术的缺点:

    对频率偏差和相位噪声比较敏感,传输过程中出现的频率偏移,如多普勒频移,或者发射机载波频率与接收机本地振荡器之间的频率偏差,会造成子载波之间正交性的破坏。

    存在较高的峰均比(PARA),OFDM调制的输出是多个子载波时域相加的结果,如果多个子载波同相位,叠加信号的瞬间功率会远远大于信号的平均功率,导致较大的峰均比,这对RF功率放大器的线性提出了更高的要求,造成了RF功放的效率降低,增加了发射机功放的成本。

    请各位亲动动手指给个赞,喜欢的关注我,后面会有更多干货呈现!

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  • 5G 是第五代移动通讯技术的简称, 也是移动通讯在未来发展的必然趋势, 2009 年华为公司开始了相关科技的研发工作, 建立了... 文章将介绍几种目前常用的多载波传输技术, 并进行相互之间的分析与比较, 供大家参考借鉴
  • 面向 5G 的新型多载波传输技术比较

    千次阅读 2019-07-11 23:02:59
    而 5G 支持丰富的业务场景,每种业务场景对传输技术的需求各不相同,能够根据业务场景来动态地选择和配置不同的多载波传输参数,同时又能继承传统的 CP-OFDM 的优点,是对 5G 多载波传输技术的必然要求,所以必须...

    近年来,随着智能终端设备的发展,新的技术和业务的不断出现,未来无线数据业务将向多样化、智
    能化发展,当前的无线蜂窝网络并不能满足人们的需求。为了应对未来海量的设备连接,不断涌现的各类新的业务和应用场景如车联网 ( Tactile Inter-net) 、虚拟现实( VR,Virtual Reality) 、在线游戏( On-lineGaming ) 、 机 器 类 通 讯 ( MTC , Machine - TypeCommunication ) 、物联网 ( IoT,Internet of Things ) 等[1 ] ,第五代无线通信系统( 5G Wireless Communica-tion Systems) 的研究正如火如荼的进行,各个国家和地区都纷纷成立了研究和推进 5G 技术发展的计划或组织如欧洲的第七框架计划里的 METIS 和 5GNOW、韩国的 5G Forum 以及中国的 IMT-2020 等。

    多载波传输技术是未来通信物理层的关键技术之一,其中 CP -OFDM( OFDM,Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing) 以其传输效率高,易通过 FFT / IFFT 实现,易与 MIMO 结合等诸多优点被广泛用于第四代移动通信系统( 4G LTE-A) 和 802. 16m 以及[2]其它通信系统中 。但是传统的 CP-OFDM 存在带外泄漏高、同步要求严格、不够灵活等缺点,不能很好的应对未来的各种丰富的业务场景。而 5G 支持丰富的业务场景,每种业务场景对传输技术的需求各不相同,能够根据业务场景来动态地选择和配置不同的多载波传输参数,同时又能继承传统的 CP-OFDM 的优点,是对 5G 多载波传输技术的必然要求,所以必须研究开发出新的多载波传输技术,以适应 5G 新的业务的要求。本文将详细的介绍几种目前热门的多载波传输技术: 滤波器组多载波 ( FB-MC)[ 3 ] 、通用滤波多载波( UFMC) [ 4 ] 、广义频分复用( GFDM)[ 5 ] 的基本原理,并对各多载波传输技术的优缺点进行比较与总结,以对目前 5G 多载波传输技术的研究现状作一个综合性的介绍。本文首先介绍为何传统的 CP - OFDM 难以满足新场景下的需求,然后给出三种新型多载波传输技术的基本原理,最后对几种多载波传输技术进行比较并总结。

    1 CP-OFDM 系统缺陷
    5G 支持的应用和业务将会变的多样化智能化,不同的业务对空口的要求也不一样,比如带宽的业务要求更高的速率,对时延要求极为严格的车联网业务以及物联网的海量连接等。下面我们直接从5G 支持的业务场景的角度来解释为何 CP -OFDM难以满足新场景下的需求。( )
    1 灵活性问题 。事实上 一方面车联网自动驾驶业务端到端 1ms 时延的要求,使得系统必须具有极短的时域符号和极短的传输时间间隔 ( TTI,transmission time interval) ,而这就需要频域较宽的子载波带。另一方面,对于物联网业务,当物联网的很多传感器同时连接时,单个连接传送数据量极低,这属于短包类突发式通信业务,这就需要在频域上配置带宽比较窄的子载波,这就会使时域符号和 TTI 足够长,因此对于物联网业务就几乎可以不考虑时延扩展的问题,也就不需要再引入 CP。现
    有 OFDM 方案的子载波带宽确定后,符号的长度、CP 的长度等也就确定了,因此,CP -OFDM 系统的灵活性和应变能力不足,这就要求新的传输技术能够支持灵活的配置参数。
    ( 2) 精确的同步[ 1 ] 。由于 OFDM 的优势主要体现在子载波间的正交性,这就需要精确的同步,但如果对于物联网场景中如此海量的链接都使用精确的同步过程,那么网络将存在大量的同步信令,造成网络阻塞,同时异步操作还可以解决终端省电的问题。
    ( 3) 对零散频段的利用[ 1 ] 。由于各种原因,通信界中还有很多未使用的分散的频段,为了解决频带资源稀缺的问题,可以将这些离散的频段利用起来。5G 将这些零散频谱的利用作为 5G 支持的通信场景中的一种。但是由于 CP-OFDM 等效于使用矩形窗进行脉冲成形,因此旁瓣功率泄露较大,这会导致严重的子载波间的干扰,对零散频段的利用造成了困难。

    2 几种面向 5G 新型多载波传输技术的基本原理
    由于 CP-OFDM 不能满足 5G 的需求,各国的学者纷纷开发研究出很多新的多载波传输技术,以弥补或者改进传统的 CP-OFDM 的缺陷。滤波器组多载波( FBMC) 、通用滤波多载波( UFMC) 、广义频分复用( GFDM) 是目前业界讨论的最多的多载波传输技术,下面将分别介绍三种多载波传输技术的基本原理。
    2. 1 滤波器组多载波( FBMC)
    FBMC 系统由发送端的综合滤波器组和接收端的分析滤波器组组成。分析滤波器组把输入信号分解
    成多个子带信号,综合滤波器组对各个子带信号进行综合后进行重建输出,由此可知,分析滤波器组
    [7,9]和综合滤波器组互为逆向结构 。无论是分析滤波器组还是综合滤波器组它们的核心结构都是原型滤波器,滤波器组中的其它滤波器都是基于原型滤波器频移而得到的,分析滤波器组和综合滤波器组[9]。图 1 是 FBMC 的原型函数互为共轭和时间翻转系统基于 IFFT /FFT 实现的框图,接收端输入数据经过串并变换,然后通过 OQAM 处理以消除相邻子载波之间的干扰,再经过 IFFT 变换,之后进入多相滤波器组,而接收端进行相应的逆变换恢复原始数据。值得一提的是,由于原型滤波器可以根据实际的需求在一定准则下进行设计,各滤波器之间不再是正交的,因此 FBMC 子载波之间存在干扰,FBMC采用 OQAM 方式处理数据既可以避免相邻子载波之间的干扰,又可以保持与 FFT 相同的码率,使得所有的子载波得以充分利用。
    图 1 基于 IFFT /FFT 实现的 FBMC 系统框
    其中多相滤波器组的结构如图 2 所示,图中H i ( i = 1,2,…,M-1) 表示子带滤波器频率响应的 Z 变换。
    图 2 PPN 结构框
    目前关于 FBMC 的研究大多集中在认知无线电和频谱感知的方面,旨在利用零散的频段。这就要求
    原型滤波器在满足一定准则下旁瓣衰减水平高。[9]图 3 和图 4 分别显示了使用 PHYDYAS 项目组 设计的滤波器的 FBMC 系统与 OFDM 的子载波的衰减情况。
    图 3 FBMC 子带衰减
    图 4 OFDM 子带衰减
    通过设计 FBMC 的原型滤波器的冲激响应和频率响应,以达到降低带外泄露的目的,便于利用零散的频谱资源,并且各子载波之间不必是正交的,可以使用更小的频率保护间隔,因此不需要插入循环前缀,使系统具有更高的时频效率。但此时由于子载波之间不是正交的,必然会导致较高的符号间干扰 ( ISI,InterSymbol Interference) 。最后,由于 FBMC能实现各子载波带宽设置、各子载波之间的交叠程度的灵活控制,从而可灵活控制载波间干扰 ( ICI,Inter Carrier Interference) 。值得说明的是,因为子载波具有较窄的带宽,发射滤波器的冲激响应的长度通常很长,于是 FBMC 的帧的长度比 OFDM 的帧长,但 FBMC 符号中没有循环前缀,从而可以弥补这种效率损失。此外,FBMC 的计算复杂度高于OFDM,但由于信号处理和电子设备的显著进步,FBMC 实际应用是可行的。
    2. 2 通用滤波多载波( UFMC)
    由于 FBMC 滤波器的帧的长度要求使得 FBMC不适用于短包类通信业务以及对时延要求较高的业务,所以有学者提出了一种针对 FBMC 的改进方案—通用滤波多载波技术( UFMC)[ 4 ] 。UFMC 通过对一组连续的子载波进行滤波操作,其中子载波的个数根据实际应用进行配置,这样就能克服 FBMC系统中存在的不足。当每组中子载波数为 1 时 UFMC就成为 FBMC 传输,所以 FBMC 是 UFMC 的一种特殊情况,因此 UFMC 也被称为通用滤波的OFDM( UF-OFDM,universal filter OFDM) 。图5 为 UFMC 的发射机框图。
    图 5 UFMC 发射端框
    如图 5 所示,k 表示第 k 位用户,系统共有 B个子带,i 为子带索引,L 为子带滤波器的长度,IDFT
    的长度为 N,则发射端叠加所有子带后的信号为:
    x
    k
    = ∑ F
    ik V ik s ik
    式中,V ik 为第 k 位用户的第 i 个子带的 IDFT矩阵, F ik 是一个由滤波器冲激响应组成的Toeplitz 滤波矩阵,s ik 是第 k 位用户的第 i 个子带的传输信号,x k 为所有子带叠加后的信号。UFMC 不使用循环前缀,滤波器的长度取决于子带的宽度。根据实际的应用需求配置子载波的个数使得 UFMC 变得更加灵活,因此 UFMC 具有 FB-MC 系统的优点,还可以支持不同类型的业务。相比于 FBMC 的滤波器长度,UFMC 技术可以使用较短滤波器长度,这样可以支持短包类业务。
    2. 3 广义频分复用( GFDM)
    相对 OFDM 和 FBMC,UFMC 有更多优点,但因为没有 CP,UFMC 比 CP-OFDM 对短时间的不
    重合更敏感,因此,UFMC 可能对需要松散时间同步以节约能源的应用场景不适合。为此,广义频分复用[5,10]。 图 6 为 GFDM 的传输原理 ( GFDM) 被提出框图。
    图6 GFDM 发射端框
    根据不同类型的业务和应用对空口的要求,GFDM 可以选择不同的脉冲成型滤波器和插入不同类型的 CP。此外由于 GFDM 信号在频域具有稀疏性,可以设计较低复杂度的发射和接收算法。此外GFDM 基于独立的块调制,通过配置不同的子载波与子符号,使得其具有灵活的帧结构,可以适用于不同的业务类型。GFDM 的子载波通过有效的原型滤波器滤波,在时间和频率域被循环移位,此过程减少了带外泄漏,使目前的服务或其他用户之间不产生严重干扰,因而具有 FBMC 的 ICI 抑制能力。
    3 FBMC、UFMC、GFDM 技术比较
    三种多载波调制技术 FBMC、UFMC、GFDM 具有各自的特点,表 1 对三种多载波传输技术在各个
    [11]指标下的性能特点
    在这里插入图片描述
    4 结 语
    FBMC 旁瓣水平低,降低了对同步的严格要求,但是滤波器的冲激响应长度通常很长,所以 FBMC
    的帧较长,不适用于短包类通信业务。UFMC 是对一组连续的子载波进行滤波处理,UFMC 技术可以使用较短滤波器长度,这样可以支持短包类业务,但UFMC 没有 CP,因此对需要松散时间同步以节约能源的应用场景不适合,此外 FBMC 和 UFMC 系统的复杂度较高。GFDM 可以使用 CP,具有灵活的帧结构,可以适配不同的业务类型。但三种技术的复杂度均比OFDM 复杂,其中 GFDM 的复杂度较低,不过根据摩尔定理,集成电路的发展将会弥补这一不足。
    作者简介
    李 宁( 1992—) ,男,硕士研究生,主要研究方向为无线移动通信,数字信号处理;周 围( 1971—) ,男,教授,硕导,博士,主要研究方向为无线移动通信技术、通信系统及信号处理、智能天线技术等。

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  • 电力线载波多传输

    2013-06-11 20:50:11
    电力线载波多传输
  • 多载波与OFDM

    千次阅读 2019-11-15 13:19:47
    Multicarrier Communication1.1 单载波传输1.1.1 典型的单载波传输系统1.1.2 单载波系统的问题1.2 多载波传输系统二. OFDM2.1 OFDM简介2.2 OFDM信号预处理2.2.1 编码2.2.2 交织2.2.3 星座图映射2.3 发送端S/P2.4 ...


    #subtitle: 检测理论概述 #副标题
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    - 信息与通信
    - 通信系统
    - 宽带无线通信


    一. Multicarrier Communication

    无线通信的传输体制有两大类别,其一是单载波传输,其二是多载波传输。在收发天线配置方面,早期的无线通信系统采用单天线发送和单天线接收,新的无线通信系统采用多天线发送和多天线接收,以提升无线通信的频谱效率、功率效率和传输可靠性。

    1.1 单载波传输

    在这里,我们首先回顾单天线收发情况下单载波传输和多载波传输,审视宽带传输情况下存在的问题。

    1.1.1 典型的单载波传输系统

    图所示为单载波传输离散时间基带系统框图,其中虚线框内为离散时间基带等效
    信道,左边为发送端,右边为接收端。
    在这里插入图片描述
    接收信号n_r 与发送信号n_s 之间的关系如下:

    1.1.2 单载波系统的问题

    随着系统带宽的增加,可以分辨出更多的多径分量,信道的时延扩展与信号的符号周期的比值变大,信道的冲激响应h_nm的长度L 变大,接收信号中符号间干扰变得严重。在存在符号间干扰的信道中,为从接收信号n_r 中恢复出发送信号n_s 常采用信道均衡技术,信道均衡的复杂度随信道的长度L 而显著增加,特别地,最优均衡器(最大似然检测器)的复杂度随着L 呈指数增长。因此,随着带宽的增加,单载波系统的复杂度显著增加。

    1.2 多载波传输系统

    下图所示为多载波传输离散时间等效基带系统框图。
    在这里插入图片描述
    在发送端,信息比特流经过编码、交织和符号映射后,进行串并转换,得到N_c个数据流,每个数据流经过插值和子带滤波器,生成子带发送信号,每个子带的带宽是发送信号带宽的1/ N_s,其中N_s>= N_c 。在接收端,接收信号经过Nc 个子带滤波器和采样器,得到Nc个接收数据流,再经过子带均衡器,得到的N_c个发送数据流的重建信号,重建信号经过并串转换、解映射、解交织和解码,恢复出发送信息比特流。
    在子带之间存在保护带和子带带宽远小于信道相干带宽的情况下,重建信号中无符号间干扰,只需各子带上的单点均衡。子带之间加入保护使得频带利用率有所下降,而减少子带间的保护,会增加子带间信号干扰,需要复杂的子带间联合均衡。为使得子带带宽远小于信道相干带宽,子带的个数增加,收发滤波器组的实现复杂度会增加,而采用较宽的子带带宽,每个子带中会有符号间干扰,需要使用抗符号间干扰的均衡技术。

    二. OFDM

    利用保凸运算可以从一个凸集构造出其他凸集。

    2.1 OFDM简介

    正交频分复用(OFDM)传输技术是一类特殊的多载波传输技术。在多载波系统框架下看,其收发滤波器为特殊的调制滤波器,发送端滤波器组可通过IDFT 实现,接收端滤波器组可通过DFT 实现,实现复杂度低。其特殊性还体现在循环前缀的引入,使得尽管子带之间存在频谱交叠,在多径信道下,仍然没有子带间干扰和符号间干扰。因此,OFDM技术以低的复杂度解决了宽带系统的符号间干扰问题。
    下图所示为OFDM 传输离散时间基带系统框图。
    在这里插入图片描述
    图中仅示出发送端OFDM 调制和接收端OFDM 解调,没有包括发送端的编码、交织、符号映射模块和接收端的解映射、解交织、解码模块,考虑的信道为时不变信道,可以看成是时变信道的一个时间片段。在发送端,OFDM 调制包括串并转换、IDFT、并串转换、插入CP 模块。在接收端,OFDM 解调包括去除CP、串并转换DFT、频域均衡、并串转换模块。
    下面具体介绍各模块的功能和信号之间的关系。

    2.2 OFDM信号预处理

    2.2.1 编码

    这一步骤很明确,即对于输入的数字信号做信源编码和信道编码。与其他通信技术的处理方式如WCDMA很类似,最后得到一个数据块,可以认为是由许多比特(0与1)按特定顺序构成的,也就是信息。香农的第一和第二定理给出了信源编码的极限和信道编码的容量。

    2.2.2 交织

    交织器对编码后的比特序列按一定规则重新排列,抵抗无线信道的衰落。在无线信道中,由于持续时间较长的衰落谷点会影响到连续的比特,比特差错经常成串发生,而信道编码仅在检测和校正单个差错和不太长的差错串时才最有效,为了纠正这些成串发生的比特差错及一些突发错误,可以运用交织技术来分散这些误差,使长串的比特差错变成短串差错,从而可以有效对其纠错。

    2.2.3 星座图映射

    将码比特流映射数据符号序列,数据符号取自表征调制星座图的复数符号集合。通常,符号集合中符号的个数S为2的幂次方。
    首先,对码比特流进行分组,每组包括R 个比特,每组的R个比特构成一个矢量,每个矢量有S=2^R个可能的取值。然后,按照一定的规则,将每个矢量映射成数据符号,生成数据符号序列。由比特信号矢量到数据符号的映射为一一映射,在常用的QAM 调制中,常采用格雷映射。
    16QAM
    对数据块中的数据进行调制,每若干个数据比特转换为一个调制符号,这样就得到一个调制符号块。
    QAM调制的目的是充分利用载波的不同幅度,使得载波的带宽上能承载更多的比特。
    WCDMA中也有这个过程,HSPA+可以采用4QAM(QPSK)、16QAM或64QAM来调制,分别是2、4、6个数据比特转换为一个调制符号。采用64QAM后的传输效率是4QAM的300%。
    LTE的调制方法与HSPA+一致,因此从调制的效率上看,LTE与HSPA+是相当的。

    2.3 发送端S/P

    这一步骤也很明确,就是将调制符号块分割,分送不同的路径。
    LTE中1路符号变成72、180、300、600、900乃至1200路,最少也有72变。这么多路径,对应的就是IFFT的各个子载波。
    注意,有的书中QAM调制–串并转换的顺序是交换的,也就是先串并转换再进行QAM调制,从处理结果看是一致的,都是把IFFT所需的数据准备好。

    2.4 IDFT(IFFT)

    2.4.1 IDFT过程

    对每个数据块进行N_c点IDFT,得到时域信号块。

    16QAM 16QAM

    2.4.2 相关问题和理解

    • 为什么IFFT前需要进行QAM调制?
      从数学上看,QAM是一方面将信息从0、1二进制表达变成了实数表达;另外一方面同时传送两路,信息还变成复实数表达,信息量大了。 而IFFT是一种算法,可以支持复实数的运算,因此允许IFFT前进行QAM调制。
      当然,复实数的运算比较复杂,对硬件要求高,但是借助QAM,可以传送更多的信息,提高传输效率,也就是能提高有人津津乐道的带宽利用效率。

    • 数学上FFT的逆运算是IFFT,我们能不能用FFT处理原始数据,再用IFFT来无损恢复呢?
      答案是无法实现无损恢复的。这要从FFT的物理意义谈起,因为FFT就是将原始信号分解为各次谐波的叠加,由于条件的限制,一方面由于FFT采样点的数量,另外由于信道的特性,我们无法传递原始信号上的所有谐波,这样当滤除高阶谐波后,IFFT处理后得到的波形与原始信号之间是有差距的,差异的程度与原始信号高阶谐波的比例相关。也就是说,对原始信号而言,这样的处理过程相当于经过了一个低通滤波器。

    这所有的疑问,都涉及一点,也就是实际上,IFFT/FFT不是对信号进行变换,而是对承载了信号的载波进行变换,当然这里的信号就是待传送的数据。

    2.4.3 IDFT总结

    总之,IFFT应该理解为一个波形发生器,以传输的数据块内容为参数,产生相应的波形。也就是,IFFT的特点是能同时传输多个参数,是一种高效的调制方式。
    实际上,高效的传输数据的方式有很多种,QAM也是一种,但是像OFDM这样能同时传递成百上千个数据的调制方式,还是令人瞠目的。

    2.5 发送端并串转换(P/S)

    IFFT输出的是OFDM符号,与WCDMA中的符号不同,LTE中的OFDM符号代表一段波形,因此才会需要利用多点采样值来组合出这个波形,而多点采样值正来自并串转换的输出。
    另外,OFDM符号代表一段波形,并串转换后还是输出一个OFDM符号,因此并串转换并不能改变OFDM符号率。换而言之,IFFT前的符号率与IFFT后的符号率都是符号,却代表不同类型的符号,因此特点是不相同的。
    CDMA技术中也有类似的地方,一个调制符号转换为一段码片,当然我们也可以把这一段码片称为一个扩频符号,但是在CDMA中强调码片这个概念,就没有提扩频符号了。

    2.6 循环前缀

    为了避免无线信道时延造成的符号间干扰,因此巧妙地OFDM引入了CP,也就是循环前缀。值得注意的是,也可以采用零前缀ZP。
    所谓ICI,即子载波间干扰,只有多载波系统才有这种东西,指破坏了子载波间的正交性。
    什么是正交性?简单来说就是它能让我们分离出各子载波上的信号(像IQ调制那样)。比如现在有64个子载波,接收端收到的是64个子载波相加的信号,要分出来就要进行积分(FFT),积分后其他63个子载波都被积掉了(正交,内积为0),剩下的就是分离出来的子载波信号,那么经过64次积分,就得到了64个子载波上所携带的信号。
    那CP是如何对抗ICI的呢?
    先看ICI是怎么引起的。
    本来如果没有时延扩展的话,可以完美积掉其他子载波,但是现在上一个符号落入本符号的采样区间,在做积分的时候就不一样了,其他子载波积不掉,即使加上保护间隔(0)也不行,因为积分的时候时延部分是0,信号也不完整了。
    为什么CP可以了?因为这是FFT的性质决定的,FFT的循环卷积特性让信号可以看成是一个圆周,不管从哪里开始加FFT窗,都可以取到完整的一个信号,不同的只是相位的差别,但这并不影响积分,只要有一个完整的信号,就可以内积为0。所以加上CP后,收端收到的时延扩展部分是信号的尾部,FFT窗口内还是一个完整的信号。
    在这里插入图片描述
    可以说CP完美解决了ICI的问题,但仅仅是因为ISI(时延扩展)引起的ICI,还有载波频偏等引起的ICI是CP解决不了的,一般只能通过补偿减轻ICI的影响,实在补偿不了的就只有通过纠错编码硬抗了。

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    前提:由于大部分物理信道并不适合直接传送基带信号,因此需要

    调制
    解调
    基带信号
    调制信号
    信道
    基带信号

    数字调制解调系统:在发送端利用载波信号的有限种不同的参数取值对应的形态,来表征所传送的信息,在接收端只需对已调载波信号的有限种形态进行辨识,就可恢复传输的符号。
    数字载波调制传输系统主要有调频(F)调幅(A)调相(P )

    载波调制

    常用方法:星座图(二进制、四进制。。。)
    在这里插入图片描述
    在OFDM中会更多地涉及到星座图及其具体用法。

    功率谱分析:求

    解调方法

    (1)相干解调
    (2)相关解调 / 匹配滤波器解调 / 最佳接收:
    将经过带通滤波的信号分为多路,每一路乘以正交基,然后通过匹配滤波器,最后汇聚到一起判决。这是最佳接收的办法。
    2ASK,2PSK,2DPSK不需要额外分其他支路

    比特能量Eb

    比特能量等于用于解调的波型一个(公共)周期内的能量之和

    误码率

    在这里插入图片描述

    1.ASK/OOK

    1.1 ASK信号波型

    在这里插入图片描述

    1.2 OOK信号的解调框图

    相干解调

    在这里插入图片描述

    相关解调/匹配滤波器的最佳接收

    在这里插入图片描述
    接下来所有系统的“匹配滤波器最佳接收/相关解调框图”,都相当于在其相干解调框图的基础上,将低通滤波器改为上图的匹配滤波器

    包络检波(非相干解调)

    在这里插入图片描述

    1.3 带宽

    2ASK信号的带宽基带脉冲波形带宽的两倍,即
    B2ASK=2B=2/T=2fS

    2. FSK

    2.1 2FSK的信号波形:

    在这里插入图片描述

    2.2 2FSK在系统中如何产生:

    在这里插入图片描述

    2.3 2FSK信号的解调框图:

    相干解调

    在这里插入图片描述

    相关解调/匹配滤波器的最佳接收

    对于带通匹配滤波器解调,相当于将上图的低通滤波器更换成匹配滤波器,其余部分不变

    包络检波解调(非相干解调)

    在这里插入图片描述

    2.4 带宽

    传输2FSK信号的带宽约为
    B2FSK=|f1-f0|+2RS=|f1-f0|+2/T

    2.5 最小频率间隔

    通常希望在一个码元周期内,信号acosωc1t和信号acosωc2t具有正交性。当两信号初始相位不同时,满足正交性的最小频率间隔
    在这里插入图片描述

    2.6 频带利用率

    若基带的波形信号为门函数,两载波信号的频谱主瓣间隔为1/T,相应地,频带利用率η2FSK
    在这里插入图片描述

    3.PSK

    3.1 2PSK信号波型:

    在这里插入图片描述

    3.2 2PSK在系统中如何产生:

    在这里插入图片描述
    改进型:DPSK(D:Delta,差值)

    3.3 带宽

    传输2PSK信号的带宽约为
    B2PSK=2RS=2/T

    2PSK信号的功率谱仅含连续谱

    3.4 频带利用率

    频带利用率η2PSK
    在这里插入图片描述

    4.DPSK

    4.1 2DPSK的信号波型:

    在这里插入图片描述
    其中:
    (a)输入的信息序列{bn}
    (b)差分编码后的基带符号序列{an’}
    (c)经过信号变换后的序列{an}
    (d)输出的2DPSK信号s(t)

    4.2 2DPSK在系统中如何产生:

    在这里插入图片描述
    每一处的波型参考4.1 2DPSK信号的波型

    4.3 2DPSK信号的解调

    差分相干解调:
    在这里插入图片描述
    每一处的波型:
    在这里插入图片描述

    5.各种系统性能比较

    有效性最差:2FSK
    可靠性最好:2PSK

    6.多进制调制系统

    在二进制系统中,码元速率RS=比特速率Rb,码元周期=比特周期。

    在多进制系统中,码元周期与比特周期、码元速率与比特速率的关系与进制数M有关。

    多进制数字载波调制最大的特点是:一个码元符号可以携带更多的比特信息。一个M进制的码元,可以携带k=log2M比特的信息
    多进制调制系统的码元速率RS与比特速率Rb的关系是:
    Rb=RSlog2M

    在前面第五章基带传输系统的讨论中可以知道,满足无码间串扰的基带传输系统的频带利用率ηB
    在这里插入图片描述
    其中,WB是基带信号/基带系统的带宽

    多进制调制系统中,相比起基带传输系统,变化的主要是信号的带宽和进制数M。由于多进制调制系统采用的均是双边带信号载波调制信号的带宽WC=2WB,因此多进制调制系统的频带利用率ηC
    在这里插入图片描述
    由此可见,随着进制数M的增大,频带利用率ηC将会相应地增大,但增大M,噪声容限Vn(也就是两星座点值间的距离的1/2,会相应地减小)说明其抗噪声(抗误码)性能下降

    在相同的噪声下,多进制数字调制系统的抗噪声性能低于二进制数字调制系统。在多进制数字调制系统中,研究较多并得到广泛应用的是多进制数字相位调制MPSK和多进制振幅相位联合键控方式。

    MPSK

    主要比较MQAM系统和MPSK系统的抗噪声干扰能力
    M≤8,用MPSK
    M≥16,用MQAM

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空空如也

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多载波传输