关于半导体器件的开关特性的探究
 
 
1· 猜想，半导体是介于导体和绝缘体之间的电介质，开关是否像灯泡开关一样，半导体作为开关是如何控制的，又是为什么可以作为开关。
 
 
2· 首先需要解决半导体和二极管、三极管和MOS管的关系。
 
 
书上说半导体材料是“硅”“锗”它们都是第4主族元素，外层有4个电子，锗是金属元素，知道第4主族的元素容易形成晶体结合成8个电子的稳定结构，而为什么会使电子运动形成半导体呢？书上说在零下273摄氏度的情况下，晶体结构是稳定的，而常温下容易形成不稳定的价电子，也就是说，共价的电子容易发生移动，这么说，如果电子容易移动，这就不会形成稳定的晶体了。查资料看共4个电子的晶体碳、硅和锗形成了什么？书上说在常温下，在电场力的作用下，纯净的晶体半导体（称为本征半导体）容易把共价的电子形成自由电子，这就是这些半导体形成的原因，那么说他们共同的8个电子，只有几个可以形成自由电子，才形成半导体的吧。自由电子移动后形成的空位叫做空穴，在电场的作用下，电子不断的失去和填补空穴而形成电荷的移动，从而形成了半导体。
 
 
根据以上分析，纯净的半导体导电性能是比较差的，为了提高导电性能而加入杂质（那么我想，想要提高导电性能为什么不直接使用金属导体呢 ，猜想是要把导电性控制到金属和本征半导体之间），那么掺入什么杂质合适呢？书上说的是加入外层3个电子的硼和外层5个电子的磷，之后会有什么效果呢？猜想如果加入硼会少一个电子，不容易形成稳定的结构，那么会有电子来补充形成半导体，如果加入磷，会多一个电子，电子的移动形成半导体。
 
 
书上说，由于加入磷后形成一个自由电子的移动，电子带负电（negative electricity）所以叫N型半导体，由于加入硼后少一个电子，空穴带正电（positive electricity），所以称为P型半导体。那么二极管和三极管还有MOS管是如何形成的呢？
 
 
3· 制成了两种含杂质的半导体有什么用，可以作为开关使用吗？只能限制电流的流通，不能作为开关啊，除非是电流小断开，电流大关闭，可是半导体不能调节电流，那么半导体开关指的是什么呢？书上说的是把P型半导体和N型放在一起使用，那么，多一个电子的N型半导体的电子会向P型少一个电子的半导体运动，那么就会形成由N到P的电子运动，利用这一点，书上说PN形成的半导体具有单向导电性，猜想，如果外加电压也是让电子由N型跑到P型，则会导通，也就是说N型一端加负电压，P型一端加正向电压，半导体内外电压方向一致就会导通，反之，如果P型加负电压，N型加正电压，会导致半导体内外电压相反，则会不导通，难道是用这个方式来形成开关的吗？如果是利用这个来做开关，对于直流电来说，要么导通要么不导通，对于交流电来说，方向不停地变，不会作为开关，那么作为开关的半导体是什么呢？
 
 
4· 由PN型半导体构成的叫做二极管，分析PN型二极管的伏安特性：（1）外电场和内电场一致：当外电场非常小的时候，电流很小，外电场几乎不发生作用，当外电场较大的时候电流立即增大，呈现指数规律增大，为了保护二极管，所加的外电压通常为一个固定的值，硅为0.7V，锗为0.2V，（2）外电场和内电场反向的时候，如果外电场较小于内电场，会处于不导通状态，如果外电场很大，会击穿内电场造成二极管的损坏。 可见，无论是正向还是反向的外电场，在外电场较大的时候都会造成二极管的损坏，所以，使用二极管的时候，两端要加上固定大小的正向电压。（猜想：二极管利用加上固定的小电压来导通，利用反向小电压来不导通，是利用这个特性来作为开关的吗？）
 
 
5· 二极管是由PN型半导体形成，那么三极管是由什么组成的呢？书上说用两个PN型半导体组合在一起就形成了三极管。猜想会有两种三极管，两个N型半导体，中间P型半导体，还有两个P型半导体，中间N型半导体。对两种类型的三极管分别进行分析：对于PNP型的三极管，P型半导体少一个电子，N型半导体多一个电子，如果用PNP型三极管，则中间的电子会往两边P型的移动，那么就形成了两个反方向的内电场，此时如果加一个方向的外电场，则会有一个方向相同，有一个方向相反，也就是说一个是电流呈现指数变大，另一个呈现不导通状态，经过分析可以知道，如果把PNP型半导体或者NPN型半导体的两端接在电源两端，则会有一端不导通，另一端电流放大，由于为导通，最终的结果是电路无导通，可见三极管不能直接将电源接在两侧，那么电源的两端应该接在哪里？如果利用PN型的特性来接，显然是行不通的，那么该如何接三极管的三个半导体和电源的两极？
 
 
6· 看书上的接线我觉得很神奇，因为按照我的分析来说，一个电路回路是按二极管的正常接法，另一个是不导通的接法，现在看书上的分析。
 
 
结论是：I(3)=I(1)+I(2);当管子制成以后，I（2）和I（1）的比例是确定的，称为电流的放大系数；I(3)=I(1)+I(2)
 
 
在这里，有反向电压，为什么没有发挥二极管的不导通作用，书上是这样说的（集电结加反向电压且截面积较大），即使这样解释，三极管只有电流的放大作用，怎么可以作为开关的作用呢？
 
 
5 ·那什么是MOS管呢？书上说MOS管类似于三极管，比三极管的性能要高出很多，好吧。。。
 
 
6 ·通过上面的分析可以知道，二极管有单向导电性，可以根据电流方向来作为导通或者不导通的电路开关，而三极管只有电流放大作用，如何作为开关使用呢？
 
 
书上这样说的，当V1非常小的时候，I（1）约为0，I（2）是I（1）的倍数，因此I（2）也是约为0，此时相当于三极管断开，当V1增大使I（1）不为0的时候，I（2）也开始有放大电流，此时相当于三极管的闭合。那么根据这说法，二极管利用了单向导电性来体现开关的特性，三极管使用左边的控制电压来体现三极管的开关特性。
 
 
7 ·总结：二极管和三极管都属于含两种杂质的半导体器件，MOS管是性能较高的三极管，二极管利用单向导电性来作为开关，三极管利用一端电路电压来控制另一端的开关特性。
 

1、三极管在电子中应用
 
三极管在我们数字电路和模拟电路中都有大量的应用，在我们开发板上也用了多个三极管。在我们板子上的 LED 小灯部分，就有这个三极管的应用了，图 1(a)的 LED 电路中的 Q16就是一个 PNP 型的三极管。
                                                      
                                                                                     图1（a）  三极管LED电路
 
图1（b）、1（c）对三极管PNP和NPN的开关特性进行仿真，能更好的理解它们。
 
                                                   
 
                                                                                             图1（b）S1和S2断开
 
                                                 
 
                                                                                  图1（c）S1和S2闭合
2、三极管的初步认识
 
三极管是一种很常用的控制和驱动器件，常用的三极管根据材料分有硅管和锗管两种，原理相同，压降略有不同，硅管用的较普遍，而锗管应用较少，本课程就用硅管的参数来进行讲解。三极管有 2 种类型，分别是 PNP 型和 NPN 型。先来认识一下，如图 2。
                                            
                                                                                        图 2   三极管示意图
 
三极管一共有 3 个极，从图 2 来看，横向左侧的引脚叫做基极(base)，中间有一个箭头，一头连接基极，另外一头连接的是发射极 e(emitter)，那剩下的一个引脚就是集电极 c(collector)了。这是必须要记住的内容，死记硬背即可，后边慢慢用的多了，每次死记硬背一次，多次以后就会深入脑海了。
 
3、三极管的原理
 
三极管有截止、放大、饱和三种工作状态。放大状态主要应用于模拟电路中，且用法和计算方法也比较复杂，我们暂时用不到。而数字电路主要使用的是三极管的开关特性，只用到了截止与饱和两种状态，所以我们也只来讲解这两种用法。三极管的类型和用法我给大家总结了一句口诀，大家要把这句口诀记牢了：箭头朝内 PNP，导通电压顺箭头过，电压导通，电流控制。
 
下面我们一句一句来解析口诀。大家可以看图 2，三极管有 2 种类型，箭头朝内就是PNP，那箭头朝外的自然就是 NPN 了，在实际应用中，要根据实际电路的需求来选择到底用哪种类型，大家多用几次也就会了，很简单。
 
三极管的用法特点，关键点在于 b 极（基极）和 e 级（发射极）之间的电压情况，对于PNP 而言，e 极电压只要高于 b 级 0.7V 以上，这个三极管 e 级和 c 级之间就可以顺利导通。也就是说，控制端在 b 和 e 之间，被控制端是 e 和 c 之间。同理，NPN 型三极管的导通电压是 b 极比 e 极高 0.7V，总之是箭头的始端比末端高 0.7V 就可以导通三极管的 e 极和 c 极。这就是关于“导通电压顺箭头过，电压导通”的解释，我们来看图 3。
                                          
                                                                             图 3   三极管的用法
 
我们以图 3为例介绍一下。三极管基极通过一个 10K 的电阻接到了单片机的一个 IO口上，假定是 P1.0，发射极直接接到 5V 的电源上，集电极接了一个 LED 小灯，并且串联了一个 1K 的限流电阻最终接到了电源负极 GND 上。
 
如果 P1.0 由我们的程序给一个高电平 1，那么基极 b 和发射极 e 都是 5V，也就是说 e到 b 不会产生一个 0.7V 的压降，这个时候，发射极和集电极也就不会导通，那么竖着看这个电路在三极管处是断开的，没有电流通过，LED2 小灯也就不会亮。如果程序给 P1.0 一个低电平 0，这时 e 极还是 5V，于是 e 和 b 之间产生了压差，三极管 e 和 b 之间也就导通了，三极管 e 和 b 之间大概有 0.7V 的压降，那还有(5-0.7)V 的电压会在电阻 R47 上。这个时候，e 和 c 之间也会导通了，那么 LED 小灯本身有 2V 的压降，三极管本身 e 和 c 之间大概有 0.2V的压降，我们忽略不计。那么在 R41 上就会有大概 3V 的压降，可以计算出来，这条支路的电流大概是 3mA，可以成功点亮 LED。
 
最后一个概念，电流控制。前边讲过，三极管有截止，放大，饱和三个状态，截止就不用说了，只要 e 和 b 之间不导通即可。我们要让这个三极管处于饱和状态，就是我们所谓的开关特性，必须要满足一个条件。三极管都有一个放大倍数β，要想处于饱和状态，b 极电流就必须大于 e 和 c 之间电流值除以β。这个β，对于常用的三极管大概可以认为是 100。那么上边的 R47 的阻值我们必须要来计算一下了。
 
刚才我们算过了，e 和 c 之间的电流是 3mA，那么 b 极电流最小就是 3mA 除以 100 等于30uA，大概有 4.3V 电压会落在基极电阻上，那么基极电阻最大值就是 4.3V/30uA = 143K。电阻值只要比这个值小就可以，当然也不能太小，太小会导致单片机的 IO 口电流过大烧坏三极管或者单片机，STC89C52 的 IO 口输入电流最大理论值是 25mA，我推荐不要超过 6mA，我们用电压和电流算一下，就可以算出来最小电阻值，我们图 3 取的是经验值。

 
文章目录
 
1. 转移特性与输出特性
2. 反向导通特性

 
1. 转移特性与输出特性
 
  与传统的Si MOSFET相同，增强型GaN器件也具有栅极、源极和漏极三个电极，属于电压型控制器件。通过在栅极-源极之间施加正电压，使增强型GaN器件的漏极与源极之间感生出高浓度和高电子迁移率的二维电子气沟道，从而实现器件导通。图1给出GaN System公司的增强型GaN器件GS61004B的转移特性与输出特性曲线，均来自官网的数据手册。

 图 1 增强型GaN器件的特性曲线

 
  可以看出，增强型GaN器件的正向导通特性与传统Si MOSFET并没有本质上的区别。
 
2. 反向导通特性
 
  增强型GaN器件不含有寄生的体二极管，因此并不存在反向恢复引起的问题。
   传统Si MOSFET利用体二极管实现反向导通，而增强型GaN 器件实现反向导通的机制有所不同。由于增强型GaN器件构造的对称性，除了能在栅极-源极之间施加正向电压之外，也能在栅极-漏极之间施加正向电压使其导通。假设器件关断时，驱动电路保持栅极驱动电压UGS=0。当反向电流通过增强型GaN器件时，反向电流首先给输出电容充电，使源-漏极电压USD建立并逐渐升高。由于UGS=0，UGD=USD。当源-漏极电压USD升高至开启阈值电压Vth时，增强型GaN器件开始反向导通。
   当增强型GaN器件反向导通后，其反向导通压降USD随着反向电流的增大而增加，此时表现为电阻特性。
 

 图2 增强型GaN器件的反向导通特性

 
  图 2来自增强型GaN器件GS61004B的数据手册，可以看出增强型GaN器件的反向导通压降比起传统Si MOSFET的要大得多。当使用增强型GaN器件作为同步整流管时，如此大的反向导通压降会导致死区损耗大幅增加，同时还会带来其他问题。

3.3 输出整流 
 3.3.1 肖特基二极管 
 在输出低压低的变换器中肖特基作为输出整流管是最好的，因为它正向压降低，又没有反向恢复时间，正确吗？虽然它确实正向压降低和没有反向恢复时间，但肖特基二极管在阴极和阳极之间通常有较大的电容。随加在肖特基上电压变化对此电容必然存在充电和放电（当肖特基几乎没有加电压时，电容最大）。这种现象非常像普通二极管的反相恢复电流。视电路不同，也可能其损耗比用一个超快恢复整流管时损耗大得多。还应当注意此结电容，虽然电荷 Q 低，仍然可能与电路中杂散电感引起振荡，在某些谐振设计中利用此特性做成软开关。所以与普通二极管一样有必要给肖特基加一个缓冲电路，这样增加了损耗。此外肖特基在高温和它的额定电压下有很大的漏电流。漏电流可能将正激变换器次级短路，这也许就是锗二极管漏电流太大而不用的原因。因为这个缘故，为使反向电流不要太大，只能用到肖特基额定电压的 3/4，温度不超过 110℃。高压肖特基与普通二极管正向压降相近。你就没有必要一定要用这样的器件。如果今后技术发 
 展，高压肖特基二极管确实比双极型二极管正向压降低，则另当别论。 
 3.3.2 二极管 
 设计一个 12V 输出，16A 电流，能否用两个 10A 定额的二极管并联？由于二极管正向压降的负温度系数特性和正向压降的离散性，结果一个电流较大的二极管，损耗加大而温度高，正向压降降低电流继续加大，正反馈，最后导致一个二极管流过全部电流而烧坏，记住了吗？所以虽然能将二极管并联但应当注意热平衡（即确保它们之间最小的热组）。如果用两个分立二极管实际上这样做不会很成功。要是两个二极管做在一个芯片上，具有相同的热和电气特性。可以做到较好均衡。MOSFET 压降具有正温度特性，使得并联容易。 
 3.3.3 反向恢复 
 肖特基没有反向恢复时间，而所有双极型二极管都有反向恢复问题。它是在二极管正向导通电流IF关断时刻，由于少数载流子存储效应不能立即消失，还能在短时间trr=ta+tb(图 3.3)流过反方向（即由 
 22阴极到阳极）电流，这个时间trr 叫做反向恢复时间。图 3.3 图解了这个异常现象。在ta时间内反向电流上升到最大值，在变压器的漏感和引线等寄生电感中存储能量(图 3.4)，此后（tb），二极管开始截 
 止，迫使电路中电流减少，存储在电感中的能量释放，与相关电路分布电容形成振荡，产生严重的振 
 铃现象，这对变换器效率、电磁兼容造成极大影响。根据反向恢复时间将二极管的分成不同等级（普 
 通整流管、快恢复，超快恢复等等）。高频变换器在输出级峰值电压 50V以上总是采用超快恢复二极管，50V以下采用肖特基二极管。输出电压低时采用同步整流MOSFET。同步整流的MOSFET的体二极管恢复速度很慢，通常大约为 1μs。它不适宜作为整流管。这就是为什么通常用肖特基与同步整流MOSFET管并联：在MOSFET关断时肖特基流过几乎全部电流，这意味着体二极管不需要反向恢复。 
  
 图 3.3 双极型二极管反向恢复特性 
 快速二极管损耗小，是否越快越好？但是如果是电网整流二极管用超快恢复二极管不是好主意。问题是快恢复时间产生快速下降沿，引起电磁干扰。在这种情况下，最好还是采用普通的恢复时间 5~10μs 的整流管。高电压定额二极管比低电压定额的二极管有更高的正向压降和较长的恢复时间。这就是为什么在满足电路要求的前提下，尽可能选择较低定额的整流管。大电流定额的二极管比小电流有更长的恢复时间，大马拉小车也不是好主意。 
 3.4 功率晶体管（GTR) 
 +U -U -U +U初始电流方向 随后电流可能方向 
  
 图 3.4 在电流从阳极流向阴极之后，在阳极－阴极之间加反向电压，电流由阴极流向阳极目前使用的功率开关晶体管也称 GTR(巨型晶体管 ） ， 有 功 率 双 极 型 晶 体 管 （ BJT） 、 MOSFET 和IGBT。开关电源中功率管主要关心器件的导通电阻（或压降）和开关速度。功率晶体管的导通压降和开关速度都与其电压定额有关。电压定额越高，导通压降越大，开关时间越长。因此，在满足 1.2~1.5 倍工作电压外，尽可能选择电压低的器件。 
 3.4.1 双极型晶体管（BJT） 
 功率双极型晶体管输出特性有一个以集电极最大电流ICM，集电极最大允许损耗PCM，二次击穿特性Is/b和集电极－发射极击穿电压U(BR)CEO为边界构成的安全工作区（SOA）。不管在瞬态还是在稳态， 
 晶体管电流与电压轨迹都不应当超出安全工作区对应的边界。同时边界限值与温度、脉冲宽度有关，温度升高有些边界还应当降额。 
 许多小信号BJT二次击穿特性在ICM，PCM，U(BR)CEO为边界的安全区以内。同时小信号BJT没有开关工作规范，列出最大直流集电极电流，但没有与脉冲电流有关的曲线。如果没有给你电流脉冲电流定额，可假定器件能够处理脉冲电流是额定直流的两倍比较合理。如果这是按照保险丝电流来定额， 
 脉冲电流幅值与脉冲持续时间有关；事实上，电流限制是限制局部电流过大。短路时不超过 2 倍直流电流最安全。大电流 BJT 功率管(不包括达林顿)的β一般较低，BJT 的β与电流、老化、温度以及电压定额等参数有关。一般取最小β＝5～10。不要忘了集电极漏电流，每 10℃增加 1 倍。这将引起截止损耗。为降低晶体管的导通损耗，一般功率管导通时为过饱和状态。但这样增大了存储时间，降低开关了速度。为了减少存储时间，晶体管在关断时一般给 B－E 极之间加反向电压，抽出基区过剩的载流子。如果施加的反压太大，B－E 结将发生反向齐纳击穿。一般硅功率晶体管 B－E 反向击穿电压为 
 5~6V。为避免击穿电流过大，需用一个电阻限制击穿电流。 
 为了快速关断晶体管，采用抗饱和电路，如图 3.5。电路中集电极饱和电 
 压Uce=UDb+Ube－UDc。如果UDb＝Ube＝UDc＝0.7V，则Uce=0.7V,使得过大的驱动电流流经集电极，降低晶体管的饱和深度，存储时间减少，关断加快。如果允许晶体管饱和压降大，饱和深度降低，二极管Db可以用两个二极管串联,则晶体管饱和压降大约为 1.4V准饱和状态，很小的存储时间，关断时间缩短，但导通损耗加大。 
  
 图 3.5 抗饱和电路加速 
 关断双 极 型功 率管 电 压电 流定 额 越大 ，开 关 速度 越慢 。 例如 采用 抗 饱和 等加 速 开关 措施后，U(BR)CEO=450V,50A开关管可以工作在 50kHz，损耗可以接受。 
 233.4.2 MOSFET 晶体管 
 场效应晶体管有结型和 MOS(Metal Oxide Semiconductor)型。功率场效应管一般是 MOSFET。而MOSFET 还有 P 沟道和 N 沟道。较大功率一般不用 P 沟道，因为与 N 沟道相同电流和电压定额的管子导通电阻比 N 沟道大，同时开关速度也比 N 沟道慢。MOSFET 内部结构源极和漏极对称的，且可以互换的。只要在栅极和源极（漏极）之间加一定正电压（N 沟道），就能导通。因此 MOSFET 也常用于同步整流，它能双向导通电流。损耗 
 损耗有三个部分：导通损耗，栅极损耗和开关损耗。 
 导通损耗 MOSFET完全导通时，漏－源之间有一个电阻Ron上的损耗。应当注意手册上导通电阻测试条件，测试时一般栅极驱动电压为 15V。如果你的驱动电压小于测试值，导通电阻应比手册大，而 且 导 通 损 耗 P=RonI2 也 加 大 。 同 时 你 还 应 当 知 道 导 通 电 阻 随 温 度 上 升 而 增 加 ， 典 型 为，T－结温。所以如果你要知道实际结温，根据热阻乘以损耗求得结温，再根 
 据新的热态电阻求得损耗，如此反复迭代，直到收敛为止。如果不收敛，损耗功率太大。25R(T ) = R25 ×1.007T −栅极损耗为驱动栅极电荷损耗。即栅极电容的充放电损耗，它不是损耗MOSFET上，而是栅极电阻或驱动电路上。虽然电容与栅极电压是高度非线性关系，手册中给出了栅极达到一定电压Ug的电荷Qg，因此将此电荷驱动栅极的功率为P=QgVf。请注意这里没有系数 0.5。要是实际驱动电压和手册对应的电荷规定电压不同，可以这样近似处理，用两个电压比乘以栅极电荷比较合理。要是你的栅极电压比手册规定高的话，这样做最好。但密勒电容电荷是造成计算误差的主要因素。开关损耗 随着MOSFET的交替导通与截止（非谐振），瞬态电压和电流的交越导致功率损耗，称为开关损耗。开关电路中带有电感，电流或电压一般总是同时达到最大时转换，如果电流或电压随时间线性变化，由此可以推导出开关损耗：在断续导通模式中，损耗P=IpkUpktsfs/2；而在连续模式中，此损耗加倍。这里Upk为MOSFET由导通到截止时漏－源电压（和截止到导通的连续模式）；Ipk为漏极峰值电流；ts为开关过渡时间；fs为开关频率。这就是为什么栅极驱动越“硬”损耗越低。从损耗的角度希望驱动越硬越好，也就是要求驱动波形的前后沿陡。但因为MOSFET的输入是一个电容，驱动波形越陡，即开关时dUg/dt越大，就意味着必须要求驱动电路提供很大的驱动电流，驱动信号源内阻越小越好。但是开关速度越快，栅极电路微小寄生参数就会兴风作浪，而EMI问题越突出。总之，MOSFET 的总损耗是通态、栅极电荷和开关损耗之和。而总损耗中仅仅是第一和第三项是损耗在 MOSFET 上的。用这个方法计算损耗，就可以用封装的热阻计MOSFET 是不是过热还是凉的，要是不对，那你肯定算错了。从降低开关损耗的观点要求驱动波形前后沿越陡越好，驱动源是理想电压源。但是，除了带有驱动电路的功率模块以外，栅极驱动电路不可能与栅极连线最短，连线电感是不可避免的。线路电感与输入电容在驱动电压激励下引起严重的振荡，使驱动无法正常工作。为此，一般总在MOSFET栅极串联一个电阻，对振荡阻尼在可接受范围内。但是，电阻的加入破坏了驱动的电源压特性，限制了驱动电流，降低了前后沿陡度，驱动波形前沿出现明显指数上升特性，并在驱动达到MOSFET开启电压UT时，由于漏－栅电容放电的密勒效应造成栅极电压“打折”（图 3.6），加大导通损耗。在关断时，密勒电容的放电效应，使得关断延缓或误导通，增加了关断损耗。因此，栅极电阻不能太大，只要抑制振荡就行。从根本上应当尽量缩短栅极与驱动连接距离。 
  
 图 3.6 非理想电压驱动源栅极电压波 
 形但如果两个 MOSFET 并联，可能你仍用一个电阻，或许用它原来的一半。不，这样不行，即使有另外限流措施，如磁珠串联，仍必须每个栅极一个电阻。原因是两个 MOSFET 有各自的栅极电荷和引线电感，形成一个欠阻尼振荡网络，而观察到并联的 MOSFET 有 100MHz 振荡！如果用一个数字示波器，并不注意此振荡，你可能看不到它们，但它们引起损耗，当然也引起 EMI。栅极电阻主要是用来阻尼栅极振荡。为了避免振荡，在栅极－源极之间并联一个 20V 稳压二极管，有人用 40V 驱动栅极，使栅极电容充电更快地通过开启电压。当达到 20V 时，箝位二极管击穿保护栅极电压不要超过它的最大值，这样消耗了更大功率。正确的方法是用低输出阻抗的源驱动栅极。要是功率 MOSFET 导通时间 10ns 的驱动最好。24功率 MOSFET 可以工作范围很广，低电压下几十瓦达 1MHz 以上；数千瓦可达数百 kHz。低电压器件导通电阻很小，随电压定额提高，导通电阻随电压增加指数增加。利用这一特性低电压用于同步整流，也可将低电压 MOSFET 串联在 BJT 发射极，利用 MOSFET 的开关速度，利用 BJT 的电压定额。图 3.6 是这种组合的实用的例子。 
 图 3.6 中U为MOSFET和BJT驱动电源。T为BJT的比例驱动电流互感器。PWM信号驱动MOSFET(Tr1)。当MOSFET导通时，导通压降很小，将BJT的发射极接地，驱动电源U通过限流电阻R迫使BJT初始导通，一旦BJT开始导通，设置在BJT集电极的电流互感器T在初级流过电流Ic，在次级正比感应电流经D1注入到BJT基极。一般互感器变比 1/n<（1/β）,例如n=1:10,而BJT的最小β＝15。这样互感器注入到BJT的电流产生更大的集电极电流，从而更大的基极电流注入，如此正反馈直至BJT饱和导通。完成导通过程。如果先将 MOSFET 关断，首先 BJT 的发射极电位提高造成 BE 结反偏，集电极电流减少，互感器初级电流减少，基极电流减少，一旦进入 BJT 放大区迅速正反馈关断 
  
 图 3.6 MOSFET 与 BJT 组合 
 大电流低压MOSFET导通电阻非常小，开关速度快；而BJT关断时，承受电压是U(BR)CER。例如，有一个通信电源双路双端正激中采用这种结构。输入电压 550V,峰值电流 23A电路中应用了 60A/50V的MOSFET和 70A/700V(U(BR)CER)的BJT功率管。开关频率达 50kHz。高压 MOSFET 也可与 IGBT 或 BJT 并联，驱动 MOSFET 先开通后关断。因为 MOSFET 承担了开关过渡时间，BJT 或 IGBT 零电压开通与关断；导通时，高压 MOSFET 比 IGBT 或 BJT 具有更高的压降，负载电流大部分流经 IGBT 或 BJT，只有很少部分通过 MOSFET，减少了导通损耗。尽管如此，BJT 或 IGBT 的开关时间仍是限制提高频率的主要因素。 
 3.4.3 IGBT 
 IGBT 结构相似于 MOSFET 与 BJT 符合管。具有 MOSFET 的绝缘栅极输入特性－电压驱动和相似BJT 的导通压降。但是由于 BJT 的基极未引出，导通剩余载流子复合时间长，关断时间长－严重拖尾现象；输出管是 PNP 结构，导通压降一般比 NPN 结构高。器件电压定额一般 500V 以上，电流从数十安到数千安。最适宜变频调速和高功率变换。电压电流越大，可工作的频率就越低