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  •  这里采用电阻形式的负反馈的放大器来设计一个 0~30 dB 增益变化的中频可变增益放大器,VGA 的增益 并不取决于工艺、电压和温度等因素对电阻、MOS 管开关的影响,增益误差在各个工艺角下都小于 5%...

      变增益放大器是 GPS 接收机中的一个关键模块,它与反馈环路组成的自动增益控制电路为模/数转换器(ADC)提供恒定的信号功率。模拟信号控制增益的 VGA 增益连续变化,但是线性度较差。

      这里采用电阻形式的负反馈的放大器来设计一个 0~30 dB 增益变化的中频可变增益放大器,VGA 的增益 并不取决于工艺、电压和温度等因素对电阻、MOS 管开关的影响,增益误差在各个工艺角下都小于 5%。

      1、可变增益放大器原理

      模拟电路需要对信号进行放大或衰减,这一功能可由可变增益放大器(VGA)实现。它在无线通信的收/发信机模拟前端中,起着至关重要的作用。图 1 是用于 GPS 的接收机模拟前端图。处于基波频率的 VGA 补偿射频模块和中频模块的增益衰减;VGA 将输出信号放大到 A/D 转换器需要的幅度。AGC 环路改变接收机的增益,调整各级信号动态范围,稳定输出信号功率的作用。

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      对于 VGA 电路,IIP3 和 THD 是重要的指标,因为它的输出信号幅度很大。其次,为了实现宽增益范围调节,同时保持不同增益输入功率下恒定的输出建立时间,要求 VGA 的增益与控制电压成 dB 线性。VGA 增益步长越小越 ,则对 ADC 的要求越降低。在文中,数字控制的 VGA 电路提供了 30 dB 的增益控制范围,使用 7b 控制增益大小,所耗面积和功耗小。

    2、可变增益放大器结构与性能比较

      VGA 主要分为开环和闭环两种结构。一种常见的开环结构是文献[1]采用的 Gilbert 结构,如图 2 所示电路。Ms 上加一个基准电压,电压 Vc 控制耦合电流的大小,起到改变增益的作用。但是此结构电路堆叠了四层电路,限制了输出电压的摆幅,而且此电路不能实现指数增益的控制。这些运用 广泛的开环结构中,可变增益放大器主要基于简单差分,或者是伪差分对,使用源极反馈技术,模拟乘法器和使用二极管连接的 MOS 管作为负载等技术。这些结构 的问题就是线性度和失真度的问题。

      因为负反馈电路具有稳定输出,降低非线性失真的作用,所以闭环结构呈现更好的线性度。常见的闭环电路结构中的 VGA 使用电阻阵列实现增益控制,例如将电阻和 MOS 管串联,控制 MOS 管开关的通断状态实现阻值的变化,进而改变放大器的增益。因为继承电路中的电阻、MOS 管开关都受到工艺、电压、温度的影响,难以实现 的阻值,所以 PGA 的增益 有限。文献[9]使用电流分割技术,实现了 的增益控制,文献[10]对电阻网络进行了改进,但是这些电路复杂,额外电路也增加了功耗。这里在没有增加任何设计复杂性的情况下,实现了较为 的增益控制。

      3、高性能 VGA 结构和实现

      为了达到要求的增益控制范围和步长,使用两个级联的 VGA。 个部分的 VGA 实现 6 dB 步长的增益控制,另一个部分实现精准的 O.5 dB 步长。因此整个 VGA 实现了粗调和细调(见图 2)。

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      当运算放大器的增益足够大时,闭环 VGA 的增益等于两个电阻的比值:Gain=-Rf/Rs,改变电阻可以实现增益的变化。粗调的阻值变化很大,改变反馈 Rf,会影响粗调输出节点的极点;电阻 Rs 可变,它对前级将形成变化的负载效应。选择改变 Rs,在前级增加缓冲电路进行隔离。

      首先进行 级 6 dB 步长增益的考虑:取 Rf=R0,Rs=R1,实现 3 dB 的增益,那么 Rf 不变,Rs=2R1,则实现 9 dB 的增益。同理:当 Rs=4R1,实现 15 dB 增益;当 Rs=8R1,实现 21 dB 增益;当 Rs=16R1,实现 27 dB 增益。

      为了更好地匹配,对与电阻串联的 MOS 管开关尺寸按图 3 比例设计,Rs 等于 MOS 管的导通电阻和多晶硅电阻,MOS 导通电阻与 W/L 成反比。

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      再考虑第二级 O.5 dB 步长增益可以发现,O.95 转化为 dB 值等于 -0.445 5 dB。0.9 为 -0.915 dB,0.85 为 -1.412 dB,O.8 为 -1.938 dB,0.75 为 -2.499 dB,O.7 为 -3.098 dB。1~0.7 之间 O.05 的间隔对应于 dB 中基本接近于 0.5 dB 的间隔。使用这个规律,设计可以如下:

      两级 VGA 就可以实现 O~29.5 dB(2.5 dB+27 dB=29.5 dB)增益控制,且步长可以比较精准地达到 O.5 dB。由于设计中用的都是电阻的相对值,所以电阻、MOS 管开关都受到工艺电压和温度等因素 VGA 的增益 的影响会很小。

      如图 4 所示,可变电阻 R1 是用多晶硅电阻和工作在晶体管区的 MOS 开关来实现的。开关电阻通常被用在低失真可调模拟模块。MOS 晶体管的非线性将产生谐波以及交调失真,这将会降低整个电路的线性度。在文献[11]中,推导出一个近似的公式来接近开关管的非线性特性。

      输入电压 Vin 被转换成非线性电流 Iin 流入电流模式的 VGA 放大器。在弱非线性网络中,已经使用 Vol-terra 级数推导出非线性谐波失真(HD2 和 HD3)。

      式中:Vin 是输入的电压的峰值;R1 等于 R1α+Rds 的总和;α2,α3 是二次、三次非线性系数。因此如果把开关管放置在运放的虚地端(即运放的输入端),则 HD2 和 HD3 近似等于 0。

      4、版图与后仿真结果

      是用 SMIC 0.18μm CMOS 工艺实现的 VGA 版图,芯片面积为:510μm×160μm,整个版图包括 VGA 部分,直流偏移消除模块,和 CMOS 源极跟随缓冲电路,恒定 Gm 的偏置电路。

      给出了 VGA 在 Candence 环境下用 Spectre 工具模拟得到的后仿真结果。图 6 为输入阶越跳变,得到的输出瞬态响应曲线。

     为不同的数字增益设置对应的 VGA 增益。图 8 是放大器不同增益的频域响应。其增益从 0 dB 变化到 29.5 dB,其中 0.5 dB 一档。

      5、结 语

      本文介绍一种 O.18μm CMOS 工艺实现,应用于 GPS 定位系统得可变增益放大器。文中巧妙地应用反馈系统中环路稳定性理论设计放大器;在增益步长的控制上,增益随 bit 线性化,并保证增益 不受工艺角偏差影响。仿真结果表明,该放大器适合在接收机模拟前端中使用。

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  • 宽频放大器

    2009-10-12 11:34:00
    一、宽频放大器的主要性能指标(1)通频带△f由定义知△f=fH-fL,通常下限频率fL≈O,△f≈fHo,因此放大...(3)增益与带宽乘积KO△f存在矛盾,即增大△f就会减小KO,反之则反,所以要用两者之积才能更全面地衡量放大
    一、宽频放大器的主要性能指标
    (1)通频带△f由定义知△f=fH-fL,通常下限频率fL≈O,△f≈fHo,因此放大器通频带的扩展是设法增大上限频率fH数值。
    (2)中频电压放大倍数KO:它的定义中频段的输出电压UO与输入电压Ui之比。
    (3)增益与带宽乘积KO△f存在矛盾,即增大△f就会减小KO,反之则反,所以要用两者之积才能更全面地衡量放大器的质量。KO△f越大,则宽频放大器的性能就越好,
    (4)上升时间ts:它定义为脉冲幅度从10%上升至90%所需时间,放大器的高频特性越好,则上升时间ts越小。
    (5)下降时间tf:它的定义为脉冲幅度从90%下降至10%所需时间,
    (6)上冲量δ:超过脉冲幅度的百分数,
    (7)平顶下降量△:脉冲持续期内,顶部下降的百分数,放大器低频特性越好,平顶下降量越小。
    二、扩展通频带的方法和电路
    通常使用扩展频带的方法有三种:(1)负反馈法,在电路中引入负反馈,并使负反馈量高频时比低频时小,以补尝高频时输出电压减小的损失,这种方法是在不损坏失低频增益下进行补尝,但它的幅频特性却开不平坦,使输出脉冲波出现上冲;(3)利用各种接地电路的特点进行电路组合,以扩展放大器的通频带,下面介绍扩展带的电路
    1、电压并联负反馈电路
    图1是电压并联负反馈电路,这种电路主要补偿晶体管集-基结电容CC、输出电容CO及电流放大倍数β随频率升高而引起放大器增益下降的作用,因为,低频时CO的容抗较小,使UO减小。攀?潢摲牥?????师?所以,负反馈量也减小,使高、低频放大倍数基本一致,若RF取值与CC在高频时容抗相当,则CC只能在高频上起作用,把上限频率扩展

    图1

    图2

    2、电流串联负反馈电路
    图2是电流串联负反馈电路,这种电路只能补偿因β减小而造成的损失,但不能补偿CO的作用,只适用于分布电容小的场合,因为,负返馈量取决于ReLe低频时β大,所以Ie 也大,引入负反馈也较大,而高频时,由于β↓Ie减小使负反馈量也减小,从而补偿了因β↓而使增益下降的损失。
    3、电抗元件补偿电路
    图4是电抗元件补偿电路,图中Ce约为几个皮法至几十个皮法,低频时其容抗甚大于,Reo由Re,引入较大的负反馈量,高频时Ce容抗变小,使发射极的反馈总阻抗变小,相应的高频负反馈减弱了。这就更有效地补偿β的下降,最佳补偿条件为:(3-5)ReCe=(0.35/f
    通过调整ReCe数值,可以同时补偿β↓及Co的作用,当CoRe较小时,按最佳条件选ReCe即可。若Co较大时,应由调整确定,
    4、并联电感补偿电路
    图5为并联电感补偿电路,从交流观点看,L与输出负载并联,故称并联电感补偿。由L与[Co+CL]组成回路,高频时产生谐振。由于谐振阻抗大,故补偿了β↓使入大倍数减小的作用,通常按下式选择电感
    L=0.4RL(CL+CO)
    5、串联电感补偿电路
    图5为串联电感补偿电路,图中L与RL串联称为电感串联补偿。L与CC及CL组成谐振回路,补偿效果不如并联电感补偿法好。
    6、串、并联电感补偿电路
    图6为串、并联电感补偿电路,图中C1、C2、C3分别为晶体管集电极电容及电路输出端的分布电容,电感L1和L2可以由下式选择
    L1=[(1/2)+(C1/C2)]L2
    L2=[(1/2)+(C3/C2)]L0
    LO=RC/2π△f
    由于L1、L2有二次谐振机会,使通频带有较大的扩展。
    7、电容和电感的混合补偿电路
    图7为电容和电感的混合补偿电路,电路由BG1和BG2两级组成,其中BG2的集-基之间由RF和LF实现并联电压负反馈。高频时LF感抗增大使负反馈量减小,从而补偿了高频时输出电感受的下降,这种电路的输入、输出阻抗很低,故能承受较大容性负载,使频宽大大扩展。BG1和BG2实现电容的补偿,以抵销频时攀?潢摲牥?????师?β↓的作用。由于BG2输入阻抗小,BG1集电极交流负载减小,使BG1输入电容也减小,所以BG1放大级频响更好,
    8、共射、共集组合电路
    图8共射、共集组合电路,图中BG2是共集电路,具有输入阻抗高,输入电容小的优点,它接于BG1共射电路后面,可以减轻后级输入电容对前级的影响。与共射-共射电路相比,它具有更好的频响特性。又由于共集电路输出阻抗低,可以承受较重的负载,输出电容对频响特性影响小,
    由于共集电路本身的频率特性较好,所以共射-共集电路的频响声基本上决定于共射电路,这种电路适用于放大器的末级。
    9、共射、工会基组合电路
    图9为共射、共基电路,图中BG2共基电路的输入阻抗小,一般在几欧至十几欧范围,它作为BG1共射电路后级,当BG1集电极存在有分布民容时,对电路的频响的影响较小。所以比共射-共射电路的通频带有较大的扩展
    这种电路总的带宽增益不积不及共射-共集电路,但共射-共基电路应用在多级电路中,不易产生寄生振荡。适用于较高频的宽带放大器。


    图3

    图4

    图5

    图6

    图7

    图8

    图9

     

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  • 内建低噪声放大级(LNA)、镜像抑制混波器(Image Rejection Mixer)、中频通带通滤波器(IF Band Pass Filter)、中频可变增益放大器(IF VGA)、二位模拟数字转换器(2bit ADC)、电压控制震荡器(VCO)、锁相回路(PLL)等...
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  • 传统的比较电压模式上变频混频器表明混频器具有低电压,低功耗的优点和高性能。 仿真结果表明在2.4 GHz时,电路可提供6.5 dB的转换增益和输入参考的三阶交调点(IIP3)为15.3 dBm,而仅吸收5.7 mA的电流1.2V电源...
  • 但在许多应用中,最大可用信号额定电压不同,可能需要调整。用于满足这一要求的器件之一是可变增益放大器(VGA)。了解VGA如何影响ADC的性能,将有助于优化整个信号链的性能。本文分析一个采用双通道16位、125/105/...

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    54b25d56ce34622b8a7a5ed79257e540.gif68e1962c60bdbb6c470c18afdccc9da1.png当ADC的模拟输入被驱动至额定满量程输入电压时,ADC提供最佳性能。但在许多应用中,最大可用信号与额定电压不同,可能需要调整。用于满足这一要求的器件之一是可变增益放大器(VGA)。了解VGA如何影响ADC的性能,将有助于优化整个信号链的性能。

    本文分析一个采用双通道16位、125/105/80 MSPS、流水线ADC AD9268和超低失真中频VGA AD8375的电路中的噪声。信号链包括一个VGA(在+6 dB增益设置下使用)、一个五阶巴特沃兹低通滤波器(–3 dB滚降频率为100 MHz)和ADC。本文将给出放大器和滤波器的噪声计算,因为这些噪声决定ADC在目标频段内的动态性能。

    问题

    许多采用高速ADC的实际应用都需要某种驱动器、放大器或增益模块,用以将输入信号缩放到满量程模拟输入范围1,确保获得最佳信噪比 (SNR)和无杂散动态范围(SFDR)。此外,差分放大器也可以将单端信号转换为差分信号来驱动ADC。这些器件都是有源器件,因而会增加ADC前端的噪声。此噪声在工作带宽内的积分会降低转换性能。

    针对具体应用,适当ADC的选择取决于许多因素,包括:

    • 模拟输入范围

    • 输入频率/带宽

    • 所需分辨率/SNR

    • 所需SFDR

    某些应用同时要求高动态范围和高分辨率。AD9268在70 MHz中频提供78.2 dBFS(dB相对于满量程)的SNR和88 dBc的SFDR,非常适合此类应用。

    AD9268
    • 信噪比(SNR):78.2 dBFS (70 MHz)

    • 无杂散动态范围(SFDR):88 dBc (70 MHz)

    • 低功耗:750 mW (125 MSPS)

    • 1.8 V模拟电源供电

    • 1.8 V CMOS或LVDS输出电源

    • 1至8整数输入时钟分频器

    • 中频采样频率达300 MHz

    • 小信号输入噪声:−153.6 dBm/Hz(200 Ω输入阻抗、70 MHz、125 MSPS)

    • 可选片内抖动

    在系统层面,ADC前端可以使用放大器、变压器或巴伦,但使用放大器的实现方案最为常见。使用放大器的原因可以是下面的一条或几条:

    • 为输入信号提供增益以提高ADC分辨率

    • 缓冲或变换输入源与ADC之间的阻抗

    • 将单端输入信号转换为差分输出信号

    AD8375
    • 24引脚,4 mm × 4 mm LFCSP封装

    • 5 V单电源供电

    • 关断特性

    • 噪声系数:8 dB(最大增益时)

    • 增益范围:-4 dB至+20 dB

    • 差分输入与输出

    • 带宽:630 MHz (−3 dB)

    • 并行5位控制接口

    • 提供稳定的SFDR与增益变化关系

    • 步长:1 dB ± 0.2 dB

    • 输出IP3:~50 dBm (200 MHz)

    • 输出P1dB:19 dBm (200 MHz)

    AD8375 VGA可以用来将单端信号转换为差分信号,同时它能在不同增益设置下保持高线性度和一致的噪声性能。这些特性使它成为在较高中频下驱动ADC的上好选择。糟糕的是,信号链中的有源器件(即放大器),可能会限制ADC的性能。

    示例

    图1给出了噪声计算所用的电路拓扑结构。AD8375具有高阻抗差分输出(16 kΩ||0.8 pF)。放大器通过一个五阶低通抗混叠滤波器(AAF)与ADC接口,该AAF具有100 MHz带宽和150 Ω输入/输出阻抗。图1所示电路的频率响应如图2所示。

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    图1. AD8375、AAF和AD9268信号链

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    图2. AD8375、AAF和AD9268信号链的频率响应

    性能

    系统设计师不会期望驱动ADC输入端的放大器降低系统的总体动态性能,但针对某一应用选择的驱动器和ADC组合,并不意味着它能在另一应用中提供同样出色的性能。利用本文所述技术,系统工程师可以在选择放大器之前估计预期的性能。

    图3显示了两种不同的设置。图3(a)利用无源耦合连接转换器,是客户评估板的默认选项。无源前端网络利用变压器或巴伦,以及一个滚降频率约为200 MHz的无源低通滤波器,将单端信号转换为差分信号。图3(b)显示的可选放大器路径。这两种设置贡献的噪声比较如下。利用低中频(10 MHz)时的单音快速傅里叶变换(FFT)来计算放大器增加的噪声。

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    图3. 典型ADC前端:(a) 无源;(b) 有源

    噪声分析通常使用两种技术,但每种技术都很麻烦。噪声谱密度(NSD)定义单位带宽的噪声功率。对于ADC,其单位为均方dBm/Hz或dBFS/Hz;对于放大器,其单位为均方根nV/√Hz。用放大器驱动ADC时,这种单位的不一致性构成系统噪声计算的障碍。

    噪声系数(NF)是输入SNR与输出SNR的对数比,用dB表示。这一特性通常为RF工程师所用,在纯RF环境下很有意义,但在带ADC的信号链中使用NF计算,可能会导致令人误解的结果。

    另一种更有效的技术是对噪声密度进行“反归一化”处理,将其表示为均方根噪声电压,而不是均方电压。这种方法直截了当,能够对系统噪声进行清晰的分析,下面将予以说明。

    图4和图5分别显示这两个前端的低频单音FFT。注意,无源前端的SNR为77.7-dBFS,而有源前端的SNR为72.5-dBFS,比ADC的预期性能低5.2 dBFS。

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    图4. 图3a电路10 MHz模拟输入音的FFT

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    图5. 图3b电路10 MHz模拟输入音的FFT

    分析

    图3a与图3b所示设置的唯一不同是信号链中增加了放大器,因此可以放心地说,性能降低是由放大器的噪声引起的。下面的计算有助于了解放大器带来的噪声。

    首先,按照数据手册的规定,使用转换器的满量程差分输入电压。将峰峰值电压除以2√2得到均方根电压,即0.707 V rms。

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    (1)

    基于ADC在10 MHz时的典型SNR,转换器的噪声贡献为

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    (2)

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    (3)

    VNOISE, ADC = 92.2 μV rms, 带放大器前端的系统SNR为 = 72.5 dBFS, 利用公式3计算系统噪声得到168 μV rms。

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    (4)

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    (5)

    从公式4得到的系统噪声是ADC和VGA的合并噪声。放大器噪声可以利用公式5计算,结果为140 μV rms。这表明,放大器噪声至少比ADC噪声大50%,因此它是系统交流性能的限制因素。

    注意,必须判断计算得到的VNOISE, AMP值是否与放大器的数据手册一致。在150 Ω差分输出阻抗下,额定噪声谱密度约为20 nV/√Hz。

    虽然数据手册声称VGA的噪声基本上不随增益而变化,但此噪声会随负载而变化,因此噪声谱密度应根据放大器输出驱动的总阻抗进行缩放。放大器的差分输出阻抗很大(16 kΩ||0.8 pF),因此放大器看到的阻抗(见图1)可以计算如下:

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    利用此数值,本应用中AD8375的减额噪声谱密度可以通过公式6计算:

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    (6)

    注意,利用实际滤波器计算系统噪声时,噪声带宽的形状与理想滤波器不同。频率响应的这种差别用“形状因子”这一术语来定义,反映滚降区中的噪声。形状因子取决于滤波器的阶数,是噪声带宽与–3 dB带宽的比值。滤波器的极点越多,形状因子越接近1。这一关系可从表1看出。

    表1. 系统阶数与形状因子的关系

    系统阶数

    形状因子

    1

    1.57

    2

    1.11

    3

    1.05

    4

    1.03

    5

    1.02

    图1示例的形状因子为1.02。利用公式6计算放大器注入的噪声:

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    VGA注入系统的这一估计噪声值与利用公式5算得的测量值非常吻合,证明由AD8375和AD9268组成的信号链的性能主要取决于放大器。

    结束语

    许多情况下,系统信号链需要一个放大器(VGA或增益模块)来将满量程信号驱动到ADC。系统设计师必须了解不同放大器选择导致的ADC性能降低情况。利用所选放大器和ADC进行设计之前,设计师可以利用本文所述的方法计算放大器的噪声分布,估计预定系统实现方案的预期动态性能(通过SNR表示)。

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中频增益与电压增益