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  • 2020-12-18 19:48:03

    《第4章 proteus 模拟电路实验与综合设计》由会员分享,可在线阅读,更多相关《第4章 proteus 模拟电路实验与综合设计(105页珍藏版)》请在人人文库网上搜索。

    1、第4章,模拟电路实验与综合设计,4.1 模拟电路实验 4.1.1 模拟电路常用器件与仪器 4.1.2 单管共射放大器及负反馈 4.1.3 射极跟随器 4.1.4 差动放大器 4.1.5 低频功率放大器 4.1.6 RC正弦波振荡器 4.2 直流可调稳压电源的设计,在电子线路中,研究含有线性电阻、电容和电感元件的电路(有直流和交流稳态及动态电路),属于基础理论电路,相对比较容易理解;而研究以非线性元件二极管和三极管为核心的电路,因为交直流并存,元件的多种作用与工作电压的变化密切相关,不便于初学者理解和掌握。模拟电路就是以三极管为核心,处理模拟信号的电路。初学者往往对模拟电子技术的学习感到困惑,概。

    2、念多而抽象,学生在实验室里做实验的时间又有限,尤其是前几章的内容,稀里糊涂就过去了,给后面的学习带来不少困难。在这一章里,我们主要对模拟电路中的几个典型实验进行仿真和分析,然后给出两个模拟电路设计的综合实例,目的在于使读者对这一部分的仿真元件及仪器有个基本的掌握,帮助大家更好地理解和学习模拟电子技术,借助软件,反复学习和验证,最终克服学习中的难关。,4.1 模拟电路实验,这一节,我们把模拟电子技术中的经典实验详细介绍给大家,使大家对Proteus中的模拟电子技术部分仿真元器件和虚拟仪器有较为详细的了解,并能够熟练掌握和使用。同时,可以使广大电子技术初学者和爱好者能够在不进实验室的情况下顺利完成。

    3、实验,测得实验数据和获得实验波形,设计出自己想要的理想电路,实现预定的电路功能,从而减少元件的浪费,缩短设计周期,提高设计成功率。 首先,来看一看Proteus中有哪些模拟电路中常用的仿真器件和虚拟仪器能够供我们使用吧。,4.1.1 模拟电路常用器件与仪器,1. 模拟电路常用器件 模拟电路中常用的器件主要有三极管、二极管、电阻、电容、电感、变压器、直流电源、信号源、集成运放等。下面我们来看这些元件如何拾取。 (1) 三极管 如何在Proteus的浩瀚元件库中找到自己想要的三极管元件呢?打开Proteus的元件拾取对话框,在类别“Category”中的“Transistors”子类就是三极管,单。

    4、击,“Transistors”,出现如图4-1中所示的元件。这些元件和我们平时常用的国产三极管的型号不太一致,比如常用的国产高频小功率管3DG6对应于2N5551,替换的原则是双方的管型一致,另外参数也要一样(当然根据设计需求允许有误差),元件替换对应也可以在网上查找。如果只是一般的原理仿真,可以直接输入“NPN”或“PNP”来拾取通用元件即可。如果用到场效应管,则可以在对应的子类中查找。如图4-1中右侧所示。,图4-1 三极管元件拾取对话框,(2) 二极管 二极管的种类很多,包括整流桥、整流二极管、肖特基二极管、开关二极管、隧道二极管、变容二极管和稳压二极管。打开Proteus的元件拾取对话。

    5、框,选中“Category”中的“Diodes”,出现如图4-2所示的对话框,一般来说,选取子类“Sub-category”中的“Generic”通用器件即可,图4-2右边给出通用器件的查寻结果,可以单击来看看需要使用哪种元件。,图4-2 二极管元件拾取对话框,(3) 电阻 电阻的分类为“Resistors”,子类有0.6W和2W金属膜电阻、3W、7W和10W绕线电阻、通用电阻、热电阻(NTC)、排阻(Resistor Packs)、可变电阻(Variables)及家用高压系列加热电阻丝。 常用电阻可直接输入通用电阻“RES”拾取即可,然后再修改参数。这里我们主要说一下比较常用的可变电阻。直接。

    6、输入“POT”或“POT-”可找到四个或三个相关元件。 “POT”为一般滑动变阻器,触头不能拉动,需选中后打开元件属性对话框,修改“STATE”来改变触头的位置,“STATE”的初始值为5,触头位于中间,改为10后,触头位于最上,如图4-3所示。由于调整不方便,一般不使用此元件,而使用下面的几个滑动变阻器。,图4-3 滑动变阻器元件属性对话框,“POT-HG”滑动变阻器的好处是可以直接用鼠标来改变触头位置,精确度和调整的最小单位为阻值的1%,比如一个1k的电阻,精确到10,而一个100k的电阻只能精确到1k,所以,当电阻较大时,考虑把它分成两部分串联,一部分为较大阻值的固定电阻,另一部分为较小。

    7、阻值的滑动电阻,这样比较科学。 “POT-LIN”和“POT-LOG”滑动变阻器和“POT-HG”一样可以通过鼠标来改变触头位置,但精确度和调整的最小单位均为阻值的10%。 读者可以根据需要和调整精度来选择所需要的滑动变阻器。,(4) 电容 模拟电路中常用的电容为极性电容,即电解电容。其实无极性电容和电解电容在使用时没什么区别,只不过当电容值较大时,一般在1F以上时,要做成电解电容。放大电路中的耦合电容一般为10100F,为电解电容,特别注意的是,电解电容的正极性端的直流电位一定要高于负极性端才能正常工作,否则会出现意外现象。 常用的无极性电容的名称为“CAP”,极性电容为“CAP-ELEC”。

    8、,还有一个可动画演示充放电电荷的电容为“CAPACITOR”。极性电容“CAP-ELEC”的原理图符号正端不带填充,负端方框中填充有斜纹。使用时可直接输入名字拾取即可。,(5) 电感和变压器 电感和变压器同属电感“Inductors”这一分类,只不过在子类中,又分为通用电感、表面安装技术(SMT)电感和变压器。一般来说,使用电感时直接拾取“INDUCTOR”元件,使用变压器时,要看原、副边的抽头数而定。 打开元件拾取对话框,选取“Inductors”大类下的子类“Transformers”,如图4-4所示,在右侧显示出变压器可选元件。常用的是前四种,名称前缀为“TRAN-”,也可以直接输入这个。

    9、前缀来搜寻变压器。为了帮助大家记忆变压器的名称,以第一个变压器“TRAN-1P2S”为例来说明它的含义。“TRAN”是变压器的英文“TRANSFORMER”的缩写,“P”是原边“PRIMARY”的意思,“S”是副边“SECONDORY”的意思。而后面三个变压器都是饱和变压器,,如“TRSAT2P2S2B”即Saturated Transformer with secondary and bias windings,意思是具有副边和偏置线圈的饱和变压器。,图4-4 变压器拾取对话框,变压器在调用时,由于对称按钮可能处于选中状态,原、副边绕组的位置就颠倒了,使用时要注意,尤其是原边和副边绕组数目相。

    10、同的变压器,这涉及到原、副边的匝比是升压或降压变压器的问题。 变压器的匝比是通过改变原、副边的电感值来实现的。打开“TRAN-2P2S”变压器的元件属性对话框,如图4-5所示,原边和副边的电感值都是1H,即变比n为1:1。如果我们想使它成为n=10:1的降压变压器,可以改变原边电感,也可改变副边电感,还可以两者同时改变,但要保证,即原、副边电压比值等于原边电感与副边电感的平方比。,改变原、副边的电感值分别为100H和1H(也可以为1H和0.01H),即原副边电压比为10:1,此变压器为降压变压器,如图4-6所示。,图4-5 变压器属性对话框,图4-6 修改变压器变比,变压器变比设定后,在原边加。

    11、一个交流源“ALTERNATOR” ,使它为幅值100V,频率为50Hz,同时在原边加一个交 流电压表,在副边也加一交流电压表,运行仿真,显示原 边电压有效值为70.7V,副边电压有效值为7.07V,变压为 10:1。如图4-7所示。,图4-7 变压器变比仿真,(6) 交、直流电源直流电源通常有单电池“CELL”和 电池组“BATTERY”两种,可任意改变其值。单 相交流电源为“ALTERNATOR”,可改变其幅值 (半波峰值)和频率。如图4-8所示。,图4-8 交、直流电源,(7) 集成运放 打开元件拾取对话框,选取“Operational Amplifiers”分类 ,显示子类有“Dual。

    12、”、“Deal”、“Octal”、“Quad”、“Single” 、“Triple”,分别为双运放(即一个集成芯片内所包含的两 个相同运放)、理想运放、八运放、四运放、单运放和三 运放。我们常用的集成运放是通用的理想运算放大器,可 直接选子类“Deal”中的“OP1P”。如果知道集成运放的名称,也可直接查寻,比如对常用的四运放LM324直接输入 “LM324” 即可。,2. 模拟电路仿真中的常用仪器 模拟电路中常用的仿真仪器主要有交流电压表、交流电流表、直流电压表、直流电流表、信号发生器、示波器和扬声器。 单击工具栏中的虚拟仪器图标,如图4-9所示,在对象选择区出现所有的虚拟仪器名称列表,其中。

    13、“OSCILLOSCOPE”、“SIGNAL GENERATOR”、“DC VOLTMETER”、“DC AMMETER”、“AC VOLTMETER”、“AC AMMETER”分别为示波器、信号发生器、直流电压表、直流电流表、交流电压表和交流电流表。,交、直流电压表和交、直流电流表的量程都可以设定,比如可以设定一个交流电压表为毫伏表,如图4-9所示,只需改变元件属性中的“Display Range”为“Millivolts”即可。,图4-9 交流毫伏表的量程设定,信号发生器的用法在3.2.7节已经介绍,下面主要说明示波器和扬声器的用法。,(1) 示波器 Proteus的虚拟示波器能完成四个通。

    14、道(A、B、C、D)的波形显示与测量。待测的四个输入信号分别与示波器的四个通道相接,信号的另一端应接地。 在前面的例子中我们已经熟悉了示波器的原理图符号,下面介绍仿真运行后示波器界面各部分旋钮的功能。图4-10是示波器仿真运行后的界面。,图4-10 示波器运行仿真后的界面,以通道A为例,“Position”旋钮用来调整波形的垂直位移,下面的旋钮用来调整波形的幅度显示比例,外面的黄色箭头是粗调,里面的黄色小箭头是细调,当读刻度时,应把里层的箭头顺时针调到最右端。四个通道的对应旋钮使用方法一样。在“Horizontal”下方的两个旋钮分别用来调整波形的水平位移和扫描频率。当用鼠标单击黑色的波形显示。

    15、区域后,也可以通过滚动鼠标滑轮来调整扫描频率。其他旋钮可保持原位不动。 在运行过程中如果关闭掉示波器,需要从主菜单【Debug】中选取最下面【VSM Oscilloscope】来重现。,(2) 扬声器 扬声器在模拟电路的仿真中也经常用到。可直接输入“Speaker”来调用,两个接线端不分正负,因为它接收的是交流模拟信号。要注意驱动信号的幅值和频率应在扬声器的工作电压和频率范围之内,否则不会响。当扬声器不会鸣响时,可能是因为信号种类不匹配(比如数字信号)或扬声器的电压设的太大而需要修改。扬声器的属性参数对话框如图4-11所示。,图4-11 扬声器属性参数对话框,在模拟电路中,单管共射放大器及负反。

    16、馈是非常重要的内容,这两个实验通常合并在一块电路板中来做。接下来我们讨论单管共射放大器的静态工作点及动态参数的调试与测量,最后来观察两级放大电路中负反馈带来的影响。 单管共射放大电路静态工作点的调试 单管共射放大器及负反馈实验的电路如图4-12所示。我们先考虑单管共射放大器部分,即前一级电路,如图4-13所示。,4.1.2 单管共射放大器及负反馈,图4-12 单管共射放大器及负反馈实验电路图,图4-13 单管共射放大器实验电路图,照图4-12把整个电路图连接好,两级参数可取一样。接上直流电源、信号发生器和示波器。下面调试第一级的静态工作点,即找到一个合适的静态工作点,然后再用直流表测量出来。 。

    17、把开关按图示位置设定好,按仿真运行按钮,把信号发生器的频率调为1kHz,幅值尽可能大,直到观察到示波器显示的输出波形出现双顶失真为止,如图4-14中的波形(a)所示 。看看这个失真的波形是否上下对称失真,如果不对称,调整图4-13中的滑动变阻器RV1来改变静态工作点使波形看似对称,如图4-14中的波形(b)所示。因为眼睛看到的对称失真并不一定是真的对称,所以还需减小信号发生器的幅值,使波形一端的失真刚好消失,如图4-14中的波,形(c)所示,这验证了静态工作点仍然不合适。进一步调整滑动变阻器,使波形两端出现对称失真,再减小信号发生器的幅值,使波形一顶失真消失,反复几次,直到波形两顶的失真刚好同。

    18、时消失,如图4-14中的波形(d)所示,这时的静态工作点是最合适的,保持滑动变阻器的位置不要再动了。,图4-14 单管共射放大器调试静态工作点波形,调试的原理是来自于单管共射放大电路三极管的输出特性,如图4-15所示,为NPN双极型三极管的输出特性曲线,其中的斜线为交流负载线,静态工作点应位于交流负载线的中点Q,交流信号在变化时才能得到最大不失真的输出波形。如果静态工作点位于交流负载线的Q点,则输出波形如图中的失真波,即集电极电流稍有增加,三极管便进入饱和区,产生饱和失真,使放大能力下降。一般来说,调整基极电阻,可方便地改变静态工作点的值。,图4-15 三极管的输出特性与静态工作点,上述的静态。

    19、工作点调整方法,就是故意让输出波形失真来看失真的对称度,从而判断静态工作点是否位于交流负载线的中间,因为合适的静态工作点并不意味着不会产生失真,只要输入信号足够大,就会产生失真,只不过是产生对称的失真。通过反复调整输入信号的幅值和基极电阻的大小,来观察和改变静态工作点,从而找到一个最佳静态工作点,只有找到了最佳静态工作点,接下来的动态参数测量才有意义。给定一块电路板,不能盲目地去进行数据测量。,虽然电容隔直,R6左边的交流信号源的短路线可以省去,开路即可,但在没有电容的直接耦合电路中却不能开路,为了养成良好的习惯,建议使交流信号短接而不是开路。把三个直流电压表和一个直流电流表(毫安表)连接,可。

    20、测得如表4-1所示的数据。其中,IC的数据是约等。,图4-16 静态工作点的测量,注意,三个电压表一定直接连接到三极管的三个极上,不能在电容C1前或电容C2后测量。表4-1中后两列是计算值。 3. 单管共射放大电路动态参数的测量 前面提到,静态工作点的合适与否直接影响交流输出信号的幅值。那么是不是,有了合适的静态工作点后,输出电压与信号源的比就一定能够得到最大值呢?不是的,影响放大倍数的还有放大电路的几个动态参数:输入电阻、输出电阻和带宽。 首先来讨论电压放大倍数的测量。 (1) 电压放大倍数 电压放大倍数有两种含义,一种是输出电压对信号源的比值,即,另一种是输出电压对输入电压的比值,即。 由。

    21、于Proteus的虚拟信号源都是理想电压源,没有内阻,所以图4-16所示的电路中用电阻R6(10k)来模拟信号源内阻,当然与实际相比有些大了。真正分到放大电路中的信号电压是R6的右端(即基极)到地之间,的交流电压,另外一部分电压降落在R6上。 在输入端接信号发生器,在信号发生器上并联一个交流毫伏表以测信号源电压的有效值。调节信号发生器的幅值使交流毫伏表的读数约为10mV,把示波器接在输出端,观察输出波形,以不失真为准。断开负载电阻使放大电路空载,在输出端接交流电压表。运行仿真,各表读数如图4-17所示。可计算 合上开关SW3加上负载后,输出电压的幅值会下降,请大家自己测量和计算并分析原因。,图。

    22、4-17 空载时电压放大倍数的测量,由于是单管共射放大电路,所以输出波形和输入波形是倒相的,放大倍数应该是负值。示波器的输入输出波形如图4-18所示。,图4-18 输入与输出波形,(2) 输入电阻 放大电路的输入电阻是从放大电路输入端看进去的无源网络的等效电阻,计算此电阻要先画出放大电路的微变等效电路,也可以直接通过实验方法来测量,这样更方便和快捷。其原理如下: 如图4-19所示,可以把放大电路的交流通路看成是二端口网络,输入端为含有内阻的信号源,输出端接负载。其中,Ri为输入电阻,Ro为输出电阻。当电路设计好后,二端口的参数就确定不变了。空载时,输出电压Uo与输入电压Ui的比值是定值,但由于。

    23、二端口外的元件U S、R S及RL是随不同的用户使用而定的,所以根据两端串联分压原理,Ri与Ro会分别影响Ui与Uo的值,从而引起输出电压的变化而影响电压放大倍数。,在图4-19中的输入端,有,如果知道US、RS及Ui,就可以算出Ri,测量输入电阻的原理就如此。 回头看实验图4-17,US=10.3mV,Ui=4.07mV,RS=10k,则可算出Ri=10.7k。可见,输入电阻越大,放大电路分得的电压就越大,输出电压就越大,当然这里模拟用的内阻RS有点过大。,图4-19 输入、输出电阻测量原理图,(3) 输出电阻 根据图4-19不难理解,如果把放大电路再看成一个电压源,对负载供电,则输出电阻R。

    24、o就是这个电压源的内阻,Ro越小,负载上分得的电压就越大,放大电路的性能就越好。因此有,其中为空载电压。 测量输出电阻的实验是,分别测出空载和带负载情况下的输出电压、Uo及负载电阻RL,就可以算出Ro的值。 (4) 带宽 前面分别提到静态工作点、交流输入及输出电阻会影响放大电路的电压放大倍数,但当这些参数都设计合理后,是不是放大电路的性能就完美无缺了呢 ?,其实,前面提到的放大都是对某一固定频率信号的幅值进行的放大,我们在做实验的时候,通常把信号频率调节到1kHz。如果保持信号的幅值不变而改变其频率,会发现放大倍数在某些频段会保持不变,而在另一些频段则会突然下降,甚至为零。这就是我们所说的频率。

    25、响应,即频率对放大倍数的影响。不同的放大电路的频率响应是不一样的,这主要是因为电路中的电容(耦合电容、旁路电容、极间电容等)的阻抗会随频率而改变,从而导致电路的输入、输出阻抗变化,影响输出电压的大小。在单管共射放大电路中,频率过高和过低都会造成放大倍数的衰减,只有在中频段,放大倍数才稳定不变,这一段的频率范围称为带宽,通常用fBW来表示。,测量单管共射放大电路带宽的方法是,在放大电路输入端先加一小信号,比如10mV、1kHz,用示波器观察输出电压波形,要保证输出波形不失真。调节示波器的扫描旋钮,让波形集中,调整示波器的垂直增益,使输出波形正好占据10格,如图4-20所示。,图4-20 中频段输。

    26、出波形的幅度,接下来减小信号发生器的频率,调整示波器的扫描旋钮,使波形在频率较低的情形下仍能相对集中,以便观察幅值所占的格数。继续减小信号发生器的频率值,直到输出波形在示波器中所占的格数减为7格,如图4-21所示,这时读信号发生器的频率为13Hz,即放大电路的下限转折频率fL。以同样的方法读出上限转折频率为400kHz,即fH。这个放大电路的带宽fWH =fHfL约为400kHz。,根据单管共射放大倍数频率响应的幅频特性,如图4-22所示,在中频段,即13Hz400kHz范围内,放大倍数基本恒定,当频率小于13Hz或大于400kHz时,放大倍数按每10倍频程20分贝的速度上升或衰减。图中显示的。

    27、是理想幅频特性,其实,在转折频率处,中频放大倍数要下降3dB,即是原来的0.707倍。,图4-21 截止频率时的输出波形的幅度,在本实验中,因为输入信号未变,输出电压变为原来的0.7倍,即放大倍数变为原来的0.7倍。故改变信号频率,使输出电压的幅值由原来的10格缩为7格时,即转折频率所对应的幅值,就测出了转折频率和带宽。,图4-22 单管共射放大电路的频率响应,4. 负反馈 在单管共射放大电路实验的一开始,我们给出的实验电路板是一个含有负反馈的两级放大电路,如图4-12所示。可以判断出该负反馈为电压串联负反馈。因为电压串联负反馈能够使放大电路的输出电阻变小,输入电阻增大,拓展了带宽,从而改善了。

    28、该两级放大电路的动态性能,但是所有这些都是以牺牲放大倍数为代价的。 本实验我们先分别调试好两级放大电路的静态工作点,然后在断开负反馈的情况下,按照前面介绍的方法,测试两级放大电路的整体输入电阻、输出电阻、电压放大倍数和带宽。合上开关SW2,在接上负反馈的情况下,把以上四个参数再测量一遍,进行比较,找出它们之间的关系。,为了节约时间,四个参数的测量应该这样来做比较方便,比如测输入电阻,一次把含有负反馈和不含负反馈两种情况都测了。先把开关SW2拨到断开位,读输入端信号电压,然后再把开关SW2拨到闭合位,重读一遍。其他参数依此类推。 通过测量和比较,得出的结果是,4.1.3 射极跟随器,共集电极放大。

    29、电路又叫射极跟随器,因为它的电压从射极输出且与输入电压大小几乎相等,相位一致,就好像输出电压总是跟随输入电压的变化一样。 射极跟随器并不能放大电压,它能够放大电流,它的输入电阻高,输出电阻低,电路的动态性能比较好,适合做多级放大电路的初级和末级。但由于差动放大电路和功率放大电路的出现,在高性能运放的输入级和输出级一般不使用射极跟随器。 如图4-23所示,是单管共集放大电路,在该实验中,我们主要完成以下工作:,测量静态工作点; 测量动态参数; 观察输入、输出波形。,图4-23 射极跟随器实验电路,1. 静态工作点的测试 按照图4-23的接线,先进行静态工作点调试,由于射极跟随器的电压不能被放大,。

    30、所以在调试静态工作点时需要加比较高的输入电压才能观察到失真的出现,一般从1V加起,逐渐加大。静态工作点调整合适后,照图4-24接线,测量静态工作点。注意,测量静态工作点所用的都是直流表,测量集电极电位的电压表可省去,因为集电极直接接12V直流电源。电流表要在属性对话框中改为毫安表,注意电流从正端流向负端。测得的数据如图4-24中各电表所示,列于表4-2中。,图4-24 射极跟随器的静态工作点测量电路,2. 测量动态参数 动态参数仍然是电压放大倍数、输入电阻、输出电阻和带宽。照图4-23接线,运行仿真,把信号发生器的频率调为1kHz,调节信号发生器的幅度使电路的输入电压为2V,读得信号发生器的电。

    31、压有效值为2.02V,输出电压有效值为1.99V。于是可以算出各动态参数。 电压放大倍数,表4-2 射极跟随器静态工作点测量值,输入电阻 输出电阻 保持输入信号不变,空载和接负载时分别测得输出电压,如图4-25和图4-26所示,可计算输出电阻如下:,图4-25 射极跟随器动态参数的测量,图4-26 射极跟随器输出电阻的测量,通过计算可以发现,此射极跟随器的输入电阻高达到200k,输出电阻低至27.4,电压放大倍数接近1但小于1。至于带宽,读者可以借鉴前面单管共射放大电路的方法自己来测算,下面来观察输入输出电压波形。 3. 观察输入输出波形 在以上各动态参数的测量过程中,前提是输出电压不失真,最。

    32、好是把示波器接在输出端,每测量或改变一个参数,都要观察输出电压的波形,确保是在不失真状态下。 现在的主要目的是观察、对比输入输出电压波形,验证输出电压是否与输入电压大小相等、方向相同 。在输入端加上使输出不失真的合适输入电,压,使输出空载,把输入、输出分别接到示波器的A、B通道,调节示波器的扫描旋钮和A、B通道的垂直位移及增益旋钮,保持两通道的增益一致,垂直位移稍有不同,否则两波形将重叠。观察到的波形如图4-27所示。由此可验证射极跟随器名称的由来。,图4-27 射极跟随器的输入输出波形,差动放大器用在多级放大电路的第一级,主要目的是减少零漂。与单管共射放大电路相比,差动放大器使用了双倍的元件。

    33、却得到同样的电压放大倍数,但它却具有相当高的共模抑制比,即对共模信号的放大倍数近似为零。差动放大器的实验主要测电路的静态工作点、单端和双端输出时的差模电压放大倍数Ad、共模电压放大倍数Ac及共模抑制比KCMRR。 图4-28是差动放大器的实验电路,其中T3、R1、R2、RE3构成恒流源,T3的集电极电流为恒流源的输出。两位开关K用来选择差动放大器射极接电阻还是接恒流源,当K拨到左边,差动放大器接10k的射极电阻RE,拨到右边接恒流源,,4.1.4 差动放大器,共模抑制能力更强。RW是调零电阻,在仿真时,因为我们可以做到差动对管及相应的元件完全对称,而在实际电路中却不能,利用调零电阻RW来调节两。

    34、个共射放大电路的对称性。开关SW1用来在测静态工作点时短接信号源。,图4-28 差动放大器实验电路,1. 电路调零 在测各参数之前,先进行电路调零。如图4-29所示,在T1、T2管两集电极之间接一直流伏特表,闭合开关SW1,把开关K打在左侧,这时电路中全部为直流电量。调节滑动变阻器RW,使电表的读数接近零为止。调零完成,去掉电压表,保持RW的触头位置不变。,图4-29 调零电路,2. 测量静态工作点 在只有直流电源作用的情况下,测得电路中的基极电位、射极电位、集电极电位和集电极电流。 照图4-30连接电路,测得的数据如表4-3所示。,图4-30 差动放大器的静态工作点测量电路,3. 单端输出时。

    35、的放大倍数和共模抑制比 (1) 单端输出差模电压放大倍数 打开SW1,在差模输入端接一信号源,并联交流毫伏表,运行仿真,调节信号源的频率为1kHz,调节信号源的幅值使交流毫伏表的读数约为200mV。在T1管的集电极接一交流伏特表,如图4-31所示。最好在T1管集电极接示波器,观察输出电压波形不失真为准。,表4-3 差动放大器静态工作点测量值,先把开关K拨到左侧,测得T1管的集电极输出电压为7.79V;再把开关K拨到右侧,测得T1管的集电极输出电压为6.55V。可计算出射极分别接电阻和恒流源时的单端输出差模电压放大倍数为,图4-31 差动放大器的单端输出差模电压放大倍数测量电路,(2) 单端输出。

    36、共模电压放大倍数 如图4-32所示,把T1、T2管的两输入端并联,再接一频率为1kHz、有效值约为100mV的共模输入信号。,图4-32 差动放大器的单端输出共模电压放大倍数测量电路,先把开关K拨到左侧,测得T1管的集电极输出电压为6.38V;再把开关K拨到右侧,测得T1管的集电极输出电压为4.71V。可分别计算出射极接电阻和恒流源时的单端输出共模电压放大倍数为 计算结果表明,单端输出时的共模电压放大倍数小于差模电压放大倍数,理想情况下,由于射极电阻较大,共模抑制能力强,共模电压放大倍数应接近零,但这里无论接10k的射极电阻还是接恒流源,共模电压放大倍数都不够理想,即共模电压放大倍数并没有降下。

    37、来。但T1和T2管接射极电阻和接恒流源两种情况下,由于射极电阻较大,共模抑制能力强,共模,放大倍数应接近零,但这里无论接10k的射极电阻还是接恒流源,共模电压放大倍数都不够理想,即共模电压放大倍数并没有降下来。但T1和T2管接射极电阻和接恒流源两种情况下,第二种接法共模电压放大倍数要小些,效果更好些。这只是测试电路,日常应用中的共模输入电压一般来自温度或其他因素,非我们故意加之,而是系统输入中所不能剔除的部分,通过差动电路来抑制。 (3) 单端输出时的共模抑制比 把单端输出时的差模电压放大倍数比上共模电压放大倍数,它们的绝对值即共模抑制比,能反映一个电路对共模信号的抑制能力,此值越大越好。,可。

    38、求得本实验电路接射极接电阻和接电流源时的共模抑制比分别为 4. 双端输出时的放大倍数和共模抑制比 按照前面介绍的差模输入信号和共模输入信号的接法,在输入端分别接1kHz、有效值约为100mV的差模和共模输入信号,在T1和T2管的集电极之间接一交流电压表,测得双端输出时的差模输出电压和共模输出电压分别为7.26V和0V,如图4-33所示。,(a) 差模输出,(b) 共模输出,图4-33 差动放大器的双端输出测量电路,可算出双端输出时的差模电压放大倍数、共模电压放大倍数以及共模抑制比分别为 可见,双端输出时的共模抑制能力最强。而我们平时所见的电路大部分在差动电路后面还要接单端输入电路,故单端输出应。

    39、用比较多,这就要求射极电阻足够大,最好接理想恒流源,它的电阻接近。 5. 输出波形的观察 在差模输入时,如果输入信号的正极性端接T1管的基极,由于共射电路的倒相性,单端输出从T1管的集电极对地的输出电压是和输入差模信号倒相的,相反,对于同样的输入信号,从T2管的集电极输出电,压是和输入电压同相的,如图4-34所示,分别是单端输出时的两个输出电压及差模输入电压,请大家判断分别是哪个波形。 双端输出时,如果选择T1管的集电极为输出电压的正极性端,则输出电压与输入电压同相,否则反相。,图4-34 单端输出时的电压波形,这里要讨论的低频功率放大器是一个OTL(无输出变压器)电路,5V单直流电源供电,输。

    40、出端接1000F的大电容,通过充放电,做负电源使用,原理上和OCL电路还是一样的。如图4-35所示,电路中采用由R5、C3组成的自举电路来抬高A点的电位。在本实验中,我们主要调试和观察交越失真波形、测量最大不失真输出电压及计算最大输出效率。,4.1.5 低频功率放大器,图4-35 低频功率放大器,1. 观察交越失真波形 照图4-35连接,并连接直流电压表和直流毫安表。调节RV1,使A点的直流电位达到2.5V,调节RV2使毫安表的读数在510mA之间。这时,两个管子的VCE均为2.5V,电容C2通过直流电源、T1和8扬声器负载充电至2.5V。,图4-36 输出波形的交越失真现象,图4-35中的R。

    41、V2和D1是专门用来消除输出波形的交越失真的。但现在我们故意来调节RV2使Q2与Q3两基极间电压减小,从而在输出波形中出现交越失真。首先对图4-35做些改动,断开C1与地之间的短路线,接交流信号发生器,在C2后接示波器。运行仿真,使信号发生器的频率为1kHz,调节其幅值,观察示波器上的波形使其不出现上下顶失真。接下来把RV2往下调,直到输出波形出现交越失真为止,如图4-36所示。,2. 最大不失真输出电压及输出效率 观察了交越失真之后,继续调节滑动变阻器RV2,使其值变大,直至交越失真消失为止。然后加大输入信号的幅值,使输出波形上下顶出现失真,然后调节RV1,使失真对称,减小输入信号幅值,观察。

    42、失真是否真的对称,这样反复调节RV1和减小输入信号幅值,直到输出波形上下顶的波形失真刚刚同时消失为止。这时的静态工作点是合适的。 测量此时的输出电压有效值,即为最大输出电压。方法是在输出端接一交流电压表,读出电压表的读数Uo=425mV。这个输出电压有点小的原因主要是两个功放管性能不是太匹配。,输出效率等于最大不失真输出电压时,负载功率与直流电源功率的比值。在图4-35中,我们可以读出直流电源的电流为7.79mA,电压为5V,则功率PE为 电路的效率为,4.1.6 RC正弦波振荡器,正弦波振荡器由四部分组成,分别是放大电路、选频网络、正反馈电路和稳幅环节。正弦波振荡电路的典型特征是无交流输入信。

    43、号,却在输出端产生了正弦波输出信号。它的原理是,在直流电源闭合的一瞬间,频率丰富的干扰信号串入振荡电路的输入端,经过放大后出现在电路的输出端,但是由于幅值很小而频率又杂,不是我们希望的输出信号。此信号再经过选频兼正反馈网络,把某一频率信号筛选出来(而其他信号被抑制),再送回放大电路的输入端,整个电路的回路增益应略大于1,这样不断的循环放大,得到失真的输出信号,最后经稳幅环节可输出一个频率固定、幅值稳定的正弦波信号。正弦波振荡器的结构框图如图4-37所示。,根据正弦波振荡电路选频网络的结构来区分和命名正弦波振荡电路,RC电路有RC串并联振荡电路、三节RC移相式振荡电路和双星型振荡电路;LC电路有。

    44、变压器反馈式振荡电路、电容三点式和电感三点式振荡电路以及石英晶体振荡电路等。本实验介绍RC串并联振荡电路,如图4-38所示。这个电路共由三部分组成:T1、T2组成的两级共射放大电路,R1、C1、R2、C2组成的串并联选频兼正反馈网络以及RW和RF组成的电压串联负反馈稳幅环节。,图4-37 正弦波振荡器的结构框图,先把滑动变阻器RW调到最上边,使引入负反馈最弱,放大电路的放大倍数最大。合上开关SW1,观察示波器的波形如图4-39左图所示,出现失真波形。慢慢向下调节RW,加大负反馈作用,输出波形逐渐化成图4-39右图所示的正弦波。,图4-38 RC串并联正弦波振荡电路,电路的频率由R1(R2)和C。

    45、1(C2)决定,即 可以读出示波器的扫描旋钮刻度为0.1ms/格,一个正弦波周期所占的格数约为10格,算出周期为1ms,即频率为周期的倒数1kHz,这与通过参数计算的结果基本一致。,图4-39 正弦波振荡电路的输出波形,4.2 直流可调稳压电源的设计,利用Proteus来设计综合模拟电路非常方便,它有丰富的元件库及仿真仪器,能够节约时间和元件成本,缩短设计周期,调试方便,并且设计的一次成功率高。 本节我们一起来设计一个模拟电子技术中常用的电路,通过例子对Proteus各种功能的综合应用更加得心应手。 直流稳压电源是大家颇为熟悉的电路了,这里我们设计一个可调直流稳压电源,具体要求如下:,输出电压。

    46、在1.25V37V可调; 最大输出电流为1.5A; 电压调整精度达0.1%。 1. 题目分析 直流稳压电源的作用是通过把50Hz的交流电变压、整流、滤波和稳压从而使电路变成恒定的直流电压,供给负载,如图4-40所示。设计出的直流稳压电源应不以电网电压的波动和负载的变换而改变。,图4-40 直流稳压电源的组成,直流稳压电源的种类有很多,常用的是串联型直流稳压电源,而由于集成技术的发展,集成稳压器件方便而可靠,逐渐代替了串联直型直流稳压电源中的调整管及相关电路。 主要的集成稳压器件有: 固定式稳压器件W78XX和W79XX; 可调式稳压器件W117、W217和W317。 W78XX稳压器件用来稳定。

    47、正电压,而W79XX稳压器件用来稳定负电压。它们的输出电压各有7个等级,W78XX输出电压有5V、6V、9V、12V、15V、18V和24V。如W7805输出+5V直流电压,W7809输出+9V直流电压。输出电流有三个等级,分别为1.5A、0.5A(M)和0.1A(L)。如W7805最大输出电流为1.5A,W78M05最大输出电流为0.5A,W78L05最大输出电流为0.1A。,可调式稳压器件LM117/LM317 是美国国家半导体公司的三端可调正稳压器集成电路。LM117/LM317 的输出电压范围是1.25V至37V,负载电流最大为1.5A。它的使用非常简单,仅需两个外接电阻来设置输出电压。

    48、。此外,它的线性调整率和负载调整率也比标准的固定稳压器好。LM117/LM317 内置有过载保护、安全区保护等多种保护电路。调整端使用滤波电容能得到比标准三端稳压器高得多的纹波抑制比。LM117/LM317有许多特殊的用法,比如把调整端悬浮到一个较高的电压上,可以用来调节高达数百伏的电压,只要输入输出电压差不超过LM117/LM317的极限就行,当然还要避免输出端短路。还可以把调整端接到一个可编程电压上,实现可编程的电源输出。可调整输出电压低到1.2V,保证1.5A 输出电流,典,型线性调整率0.01%,典型负载调整率0.1%,80dB 纹波抑制比,输出短路保护,过流、过热保护,调整管安全工作。

    49、区保护,标准三端晶体管封装。 LM117/LM317在 1.25V 至 37V 之间连续可调。调整端的电流可忽略不计,因而有 其中,UREF是集是稳压器件的输出电压,为1.25V。如图4-41所示,改变R2的值,UO的值即可改变。当R2短路时,UO最小,为UREF即1.25V;当R2大于零时,UO都大于UREF,最大可达37V。,集成稳压器件的封装如图4-42所示。,图4-41 集成可调直流稳压器件的接法,图4-42 集成直流稳压器件的封装,2. 电路设计 根据以上分析,我们来设计一个由集成稳压器件构成的直流可调稳压电源。按照图4-40所示的直流稳压电源的组成,来分步设计变压、整流、滤波和稳压。

    50、几部分电路。 (1) 变压电路 直流电源通常从市电取电,把220V、50Hz的单相交流电先降压,变成所需的交流电,然后再整流。根据桥式整流电路和电容滤波电路的输出与输入电压的比例关系,从输出电压的最大值37V倒推,可以算出所使用的降压变压器的副边电压有效值应为29V左右。 从Proteus的元件库中取变压器“TRAN-2P2S”,在原边接交流电源“ALTERNATOR”,原副边分别接交流电压表,且变压器的原副边同时接地,并与后面直流部分电路共地,这一点很重要。,打开交流电源的属性对话框,把频率改为50Hz,把幅值改为300V左右,运行仿真,观察原边交流电压表的读数,再次修改交流电源的幅值,直到。

    51、原边电压表的读数为220V为止。 打于变压器属性对话框,按照本章前面介绍的变压器的变比与电压的关系,保持原边电感值为1H不变,修改原副边的电感值为0.033H左右,运行仿真,直到副边交流电压表的读数为29V左右。变压电路的仿真图如图4-43所示。,图4-43 变压电路的仿真图,(2) 整流及滤波电路 整流采用常用的二极管桥式整流电路。在Proteus的元件库中寻找“BRIDGE”,取出此通用二极管整流桥,放置在电路中,注意接法。 根据经验,一般滤波电路常用的滤波电容有2200F和1100F两种,但要注意它的耐压值要大于电路中所承受的电压,并注意电压的极性的接法是上正下负,如图4-44所示。,图。

    52、4-44 整流及滤波电路,如果要详细计算滤波所需的电容值,可采用以下公式 式中,VM为滤波之后的最大电压,V为滤波之后的波纹电压,即最大电压与最小电压的差值,R为负载电阻,f为工频50Hz。此式适用于全波整流,而半波整流时滤波电容的计算则把上式中分母上的2去掉,为 其他参数意义同上。,一般来说,全波整流之后的电压平均值为前面变压器副边电压有效值的1.35倍;滤波之后的电压平均值为全波整流电压平均值的1.2倍。 注意在图4-44中,我们还要在滤波电容两端并联一电源指示电路,即一个电阻串联一个发光二极管。电路调试时,如果发光二极管亮,则说明滤波之前的电路无故障;否则可判断出前面电路有问题。 我们来。

    53、计算一下与发光二极管串联的电阻值。发光二极管要想点亮都有一个最小电流,一般为几mA,这里取6mA。发光二极管导通时两端的管压降在2V左右。而滤波之后的电压为,电阻就等于其两端的电压除于流过它的电流,即 (3) 集成稳压电路 集成稳压电路的核心器件是LM317,在实际应用中要注意加装散热片。为了保护集成器件在接反的状态下不被烧毁,在输入、输出端之间以及输出与调节端之间分别接反向保护二极管1N4003,如图4-45所示。,图4-45 集成稳压电路,关键是对输出端和调接端和地之间的两个外接电阻的计算,就像前面图4-41中我们介绍的一样。由于调接端的输出电流仅为100mA,可以忽略不计。即认为图4-4。

    54、5中的电阻R2和RV4是串联关系。而LM317的输出端2和调节端1之间的输出电压已知为1.25V,电路的最大输出电压为37V,所以滑动变阻器的最大值可以算出。 一般设R2为100200,典型值为120,这里我们设为200。在实际接线时,这个电阻应尽可能地靠近LM317元件来接,因为它本应是LM317内部电阻。,由上面的公式算出滑动变阻器的最大值为4.92k,取典型值4.1k,这样最大值达不到37V,理论上只有32V左右,仿真时显示为33.5V,有些误差,并且最小值也比1.25V小。 另外,在图4-46中,电容C2和C3分别为去抖和滤波作用。C2并联在滑动变阻器两端,可防止滑动变阻器在调节过程中由于抖动而产生的谐波,一般经验值为10F。C3为输出侧二次滤波,其目的是去掉输出电压波形中细小的波纹。C1与C3的关系一般为22倍。 可调直流稳压电源的完整电路如图4-46所示。,图4-46 直流可调稳压电源完整电路。

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    第一次写博客,记录一下自己做的一个小实验,不喜勿喷!文中若有不正确的地方,欢迎大家指正!

    1 绪论

    1.1  设计任务与要求

    使用分立元器件设计一个频率可调(100-10KHz)产生正弦波、方波、三角波的电路。

    1.2   主要内容

    本文主要描述了波形信号发生器的设计,详细的介绍了基于运算放大器LM324波形信号发生电路的搭建,能够实现输出频率在100Hz-10KHz可调的正弦波、方波、三角波。本设计以LM324为核心芯片,由RC桥式振荡电路产生正弦波,再经由过零比较器产生方波,最后经过积分电路产生三角波。该系统为纯硬件设计,没有软件设计部分。

    2 系统设计方案的论证与选择

    2.1  系统设计方案的论证与选择

    方案一:采用555定时器多谐振荡电路产生方波,然后经过一个积分电路将方波转化为三角波,再经过一个低通滤波电路来实现三角波到正弦波的变换。由555定时器产生的信号比较微弱,输出电压在毫伏级,在观察输出波形时,可能会因为外界干扰信号的存在而使得输出信号波形不易被观察识别出,信号受干扰大。

    方案二:使用传统的锁相频率合成方法。通过芯片IC145152,压控振荡器搭接的锁相环电路输出稳定性极好的正弦波,再利用过零比较器转换成方波,积分电路转换成三角波。此方案,电路复杂,干扰因素多,不易实现。

    方案三:采用集成运放LM324搭建RC文氏电桥振荡器产生正弦波,正弦波的频率、幅度均可调。将产生的正弦波经过过零比较器实现方波的输出,再经过一个积分电路实现方波到三角波的转换。该方案电路简单,在集成运放的作用下,可以较容易测得所需的波形,通过参数调节可以得到稳定的波形。

    通过上述三种方案的论述,方案三的设计电路结构简单,可以输出稳定的频率可调的正弦波、方波、三角波。所以,在本次设计中,我采用方案三。

    2.2  系统整体设计架构

    本系统由正弦波产生电路、方波产生电路和三角波产生电路三个电路组成,三个电路环环相扣。在本次设计中,以LM324作为核心芯片,采用RC桥式正弦波振荡电器做为第一级产生正弦波,产生的正弦波经过第二级电路即过零比较电路得到方波,方波经过第三级积分电路得到三角波。系统整体设计方案如图1所示。

    图1 系统整体设计方案

    3 系统硬件设计

    3.1  正弦波电路设计

    在本次设计中,采用RC桥式正弦波振荡器作为第一级产生正弦波。如图2所示为RC桥式正弦波振荡电路图。

                                               

    图2 RC桥式正弦波振荡器

    3.1.1  电路分析

    RC桥式正弦波振荡电路由三部分组成,即放大电路、选频网络和稳压电路。RC桥式正弦波振荡电路的放大电路是由集成运放所组成的电压串联负反馈放大电路,具有输入阻抗高和输出阻抗低的特性,在电路中由R1、R3、R5构成放大电路。

    滑动变阻器RV1、电容C1串联谐振回路与滑动变阻器RV2、电容C2并联谐振构成二者一起构成正反馈支路,同时兼作选频网络。通过调节串并谐振网络中的电阻值便可以调节输出频率的范围。

    为了使振荡幅度稳定,通常在放大电路的反馈回路中加入非线性元件来自动调节负反馈放大电路的增益,从而维持输出电压幅度的稳定。本设计中利用两个反向并联二极管D1、D2正向电阻的非线性特性来实现稳幅。当输出电压的幅度较小时,电阻R3两端的电压低,二极管D1、D2截止,负反馈系数由R1、R3及R5决定;当输出电压的幅度增加到一定程度时,二极管D1、D2在正负半周期轮流工作,其动态电阻与R4并联,使负反馈系数加大,电压增益下降。输出电压的幅度越大,二极管的动态电阻越小,电压增益也越小,输出电压的幅度保持基本稳定。D1、D2采用硅管(温度稳定性好)IN4001,与电路特性匹配,能够保证输出波形正、负半周期对称。R3并联在两个二极管间可以削弱二极管非线性的影响,以改善波形失真。

    3.1.2  理论分析与计算

    (1)电路振荡的建立

    所谓建立振荡,就是要使电路自激,从而产生持续的振荡,将直流电源的能量变为交流信号输出。对于RC振荡电路而言,产生振荡的条件是使其电路放大倍数大于3,即Av>3。为了维持振荡输出,必须让Av=3。

    在该电路中,放大倍数计算公式为Av=1+ ,选定合适的参数,令R1=5.1K,R3=2.7K,R5=9.1K,代入公式可解得Av3.31>3。通过理论计算可以得知,电路中选用上述阻值的电阻可以使电路产生振荡。

    (2)电路频率的调节

    电路的振荡频率为f=  ,由公式可以得知,电路的频率可以通过调节滑动变阻器RV1、RV2来改变,当RV1、RV2两者的阻值乘积越大,频率f越小,频率f和RV1、RV2阻值的乘积成反比。

    在调频网络电路中,选用两个电容值均为0.01uF的电容C1、C2,电阻值均为200K的滑动变阻器RV1、RV2。本设计要求产生输出信号的频率范围在100-10K,则利用公式f=  可以反推得到电阻值计算公式即R=  (说明:C1=C2,RV1=RV2,此处用R来代表RV1、RV2的阻值大小)。理论计算可以得到,当f=100Hz时,R=159KΩ;当f=10KHz时,R=1.6KΩ。

    3.1.3  Protues仿真-正弦波

    根据上述的分析,在Protues软件上进行电路图的绘制以及仿真,仿真得到如图3所示的正弦波。

                                   

    图3 正弦波仿真波形 

    3.2  方波电路设计

    本设计中采用过零比较器实现方波的输出,即将第一级产生的正弦波经过过零比较器便可得到方波。电路图如图4所示。

    图4 方波产生电路图 

    3.2.1  电路分析

    过零比较器是一种用来比较输入信号VI和参考电压VREF=0的电路。当输入信号电压VI小于参考电压0V时,运放处于负饱和状态,VO=VOL;当输入信号电压VI升高到略大于参考电压0V时,运放立即转入正饱和状态,VO=VOH。由此,便可将第一级产生的正弦波信号经过过零比较器得到方波。运用集成运放LM324构成的过零比较器,为了避免内部管子进入深度饱和区,在信号输出端加入了限幅电路,由两个稳压二极管串联组成,来提高响应速度。本电路中采用1N758A稳压管进行限幅,将幅度限制在±10.7V以内。

    3.2.2  Protues仿真-方波

    根据上述理论分析,在Protues中进行电路仿真,得到如图5所示的方波波形。

     图5 方波仿真波形

    3.3  三角波电路设计

    由前级电路所得到的方波经过一个积分电路便可以得到三角波。电路如图6所示。

    图6 三角波产生电路 

    3.3.1  电路分析

    由R4、C3组成积分电路,方波从运放的反向输入端输入,而输出电压又经过电容C3反馈到反向输入端。通过对电容C3的充、放电实现状态的转换,以实现方波向三角波的转换,从而实现三角波的生成。

    3.3.2  Protues仿真-三角波

    由上述理论分析绘制电路图,在Protues中仿真得到如图7所示的三角波波形图。

    图7 三角波仿真波形 

    3.4  电路整合

    前面已经将正弦波、方波、三角波三个分立的电路以搭建完成,现将这三个电路级联成为一个电路即构成了本次设计的系统。将前一级的输出信号接在下一级输入信号处即可完成整个系统的构建。本次设计在各级电路级联中并没有产生其他的问题,所以可以直接连接,不需要在外接一些电路,较为方便,如图11为三个波形同时输出的仿真图。整个系统的电路图见图8。

     图8 波形信号发生器电路图

    4 电路调试

    4.1  正弦波

    不断的调节两个滑动变阻器,让波形不失真,观察正弦波输出波形。本次调试中选取了四个频率的输出不失真波形。如图9为输出频率为100Hz的正弦波,图10为输出频率为10KHz的正弦波,图11为输出频率50Hz左右的正弦波,图12为输出频率800Hz左右的正弦波。

    图9 100Hz-正弦波 

    图10 10KHz-正弦波

    图11 58Hz-正弦波 

     图12 818Hz-正弦波

    4.2  方波

    在调试过程中,可以输出100Hz不失真良好的方波,当将频率增大到10KHz观察输出的方波波形时发现其存在严重的失真现象。此处,我采集了输出频率为100Hz、976Hz、2.6KHz三个频率的方波波形。分别如图13、14、15。

    图13 100HZ-方波 

    图14 967Hz-方波 

    图15 2.6KHz-方波 

    4.3  三角波

    三角波调试过程中,需要两个滑动变阻器相互配合调节,否则会出现波形失真现象。如图16即为三角波失真波形。调节输出频率为100Hz左右时的三角波波形良好,随着频率的增大,三角波也逐渐出现失真现象。当调节频率达到10KHz时,三角波失真变成了正弦波,此时输出已不再是三角波。本次采集了频率为170Hz左右的三角波,如图17所示。

     图16 三角波失真波形

    图17 170Hz-三角波 

    5 总结

    本设计经过实物焊接与调试,可以实现频率在100Hz-10KHz可调的正弦波、方波、三角波的输出,并且输出波形良好,无太大的失真现象。

    本次设计主要是以运算放大器LM324为核心,设计了三级电路,分别是RC桥式振荡电路、过零比较电路、积分电路,其每一级对应输出相应的波形,即正弦波、方波、三角波。通过本次波形发生器的电路设计,我加深了对以上三个电路的了解。RC桥式振荡电路由放大电路、选频网络和稳压电路,明白了电路中相关电阻、电容对输出频率以及输出幅度的影响,透彻的了解了稳压电路在电路中的重要性。过零比较电路结构简单,原理简单易懂,非常实用于设计中。在积分电路中,我充分的了解到了电容充放电的相关机理,由于电容充放电,使方波信号经由积分电路可以得到三角波的输出。

    本次设计焊接两次,第一次焊接线路比较乱,接线有问题致使第一次焊接没有成功。第二次将前一次焊接的线路全部拆除再次焊接,可以实现波形的输出。

     

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  • Boost电路的结构及工作原理

    万次阅读 多人点赞 2019-01-14 20:52:59
     Boost升压电路的英文名称为“theboostconverter”,或者叫“step-upconverter”,是一种开关直流升压电路,它能够将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电,也称为直流—直流变换(DC/DCConverter)。...

    Boost电路定义

      Boost升压电路的英文名称为“theboostconverter”,或者叫“step-upconverter”,是一种开关直流升压电路,它能够将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电,也称为直流—直流变换器(DC/DCConverter)。

      直流—直流变换器通过对电力电子器件的通断控制,将直流电压断续地加到负载上,通过改变占空比改变输出电压平均值。

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      假定那个开关(三极管或者mos管)已经断开了很长时间,所有的元件都处于理想状态,那么电容电压等于输入电压。

      开关管Q也为PWM控制方式,但最大占空比Dy必须限制,不允许Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧,成为升压电感。

      Boost电路结构

      下面以UC3842的Boost电路为例介绍Boost电路的结构。

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      图中输入电压Vi=16~20V,既供给芯片,又供给升压变换。

      开关管以UC3842设定的频率周期开闭,使电感L储存能量并释放能量。

      当开关管导通时,电感以Vi/L的速度充电,把能量储存在L中。当开关截止时,L产生反向感应电压,通过二极管D把储存的电能以(Vo-Vi)/L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制,而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。

      整个稳压过程由二个闭环来控制,即:

      闭环1输出电压通过取样后反馈给误差放大器,用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压,误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。

      闭环2Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻,开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端,与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽,从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控制着峰值电感电流。

      Boost电路的工作原理

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      Boost电路的工作原理分为充电和放电两个部分来说明。

      充电过程

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      在充电过程中,开关闭合(三极管导通),等效电路图入下图所示,开关(三极管)处用导线代替。

      这时,输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。

      由于输入是直流电,所以电感上的电流以一定的比率线性增加,这个比率跟电感大小有关。

      随着电感电流增加,电感里储存了一些能量。

      放电过程

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      如图,这是当开关断开(三极管截止)时的等效电路。

      当开关断开(三极管截止)时,由于电感的电流保持特性,流经电感的电流不会马上变为0,而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。

      而原来的电路已断开,于是电感只能通过新电路放电,即电感开始给电容充电,电容两端电压升高,此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。

      说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时,电感吸收能量,放电时电感放出能量。

      如果电容量足够大,那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。

      如果这个通断的过程不断重复,就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

     

      Boost电路参数设计

      对于Boost电路,电感电流连续模式与电感电流非连续模式有很大的不同,非连续模式输出电压与输入电压,电感,负载电阻,占空比还有开关频率都有关系。而连续模式输出电压的大小只取决于输入电压和占空比。

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      输出滤波电容的选择

      在开关电源中,输出电容的作用是存储能量,维持一个恒定的电压。

      Boost电路的电容选择主要是控制输出的纹波在指标规定的范围内。

      对于Boost电路,电容的阻抗和输出电流决定了输出电压纹波的大小。

      电容的阻抗由三部分组成,即等效串联电感(ESL),等效串联电阻(ESR)和电容值(C)。

      在电感电流连续模式中,电容的大小取决于输出电流、开关频率和期望的输出纹波。

      在MOSFET开通时,输出滤波电容提供整个负载电流。

      电感

      在开关电源中,电感的作用是存储能量。

      电感的作用是维持一个恒定的电流,或者说,是限制电感中电流的变化。

      在Boost电路中,选择合适电感量通常用来限制流过它的纹波电流。

      电感的纹波电流正比于输入电压和MOSFET开通时间,反比于电感量。电感量的大小决定了连续模式和非连续模式的工作点。

      除了电感的感量外,选择电感还应注意它最大直流或者峰值电流,和最大的工作频率。

      电感电流超过了其额定电流或者工作频率超过了其最大工作频率,都会导致电感饱和及过热。

      MOSFET

      在小功率的DC/DC变化中,PowerMOSFET是最常用的功率开关。MOSFET的成本比较低,工作频率比较高。

      设计中选取MOSFET主要考虑到它的导通损耗和开关损耗。

      要求MOSFET要有足够低的导通电阻RDS(ON)和比较低的栅极电荷Qg。

      Boost电路的应用领域

      MAX1771

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      MAX1771是美信公司的电源管理芯片,可以做为升压电路使用,电路结构为Boost电路,如下图2.1所示。当电压输入电压的范围是5-12V,输出根据的调节范围是24-36V。引脚1输出PWM来控制场效应管IRF3205的导通与截止。引脚3是电压反馈端,内置1.25V的稳压源。当输入到3脚的电压高于或低于1.25V时,芯片会自动调节PWM占空比的减小或增大,以得到稳定的输出。

      TL494

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      TL494是一种固定频率脉宽调制电路,它包含了开关电源控制所需的全部功能,广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。

      IR2110

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      IR2110是美国国际整流器公司利用自身独有的高压集成电路及无门锁CMOS技术,于1990年前后开发并投放市场的大功率MOSFET和IGBT专用栅极驱动集成电路,已在电源变换、马达调速等功率驱动领域中获得了广泛的应用。

      FAN7930C

    Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路

      FAN7930C是一款有源功率因数校正(PFC)控制器,采用8脚SOP封装。用于在临界导通模式(CRM)下运行的升压PFC应用。

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  • 5V转3.3V的N种方法

    万次阅读 2019-10-19 21:00:00
    关注、星标公众号,不错过精彩内容前不久,写过一篇文章《》,里面讲过逻辑电平,以及逻辑电平转换的内容。今天为大家分享5V转3.3V的多种方法。一、使用LDO稳压器,从5V电...

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    前不久,写过一篇文章《》,里面讲过逻辑电平,以及逻辑电平转换的内容。今天为大家分享5V转3.3V的多种方法。

    一、使用LDO稳压器,从5V电源向3.3V系统供电

    标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V,就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 (Low Dropout, LDO)稳压器,是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图,标注了相应的电流。从图中可以看出, LDO 由四个主要部分组成:

    1. 导通晶体管

    2. 带隙参考源

    3. 运算放大器

    4. 反馈电阻分压器

    在选择 LDO 时,重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数,将会得到最优的设计。

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    LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时, LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而,轻载时,必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

    二、采用齐纳二极管的低成本供电系统

    这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

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    可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器,如图 2-1 所示。在很多应用中,该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是,这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外,它的能效较低,因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流,从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时,二极管的反向电压也将发生改变,所以需要仔细考虑 R1 的值。

    R1 的选择依据是:在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时,在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率,也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

    三、采用3个整流二极管的更低成本供电系统

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    图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。

    我们也可以把几个常规开关二极管串联起来,用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

    所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路,可以提高R1 的阻值,甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是:在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

    四、使用开关稳压器,从5V电源向3.3V系统供电

    如图 4-1 所示,降压开关稳压器是一种基于电感的转换器,用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通(ON)时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态,要么处于高阻状态(分别为 ON 和OFF),因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

    当 Q1 在这两种状态期间时,通过平衡电感的电压- 时间,可以建立输入和输出电压之间的关系。

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    对于 MOSFET Q1,有下式:

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    在选择电感的值时,使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值,是个很好的初始选择。

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    在选择输出电容值时,好的初值是:使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载,电压过冲能处于可接受范围之内。

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    在选择二极管 D1 时,应选择额定电流足够大的元件,使之能够承受脉冲周期 (IL)放电期间的电感电流。

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    数字连接

    在连接两个工作电压不同的器件时,必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后,可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时,请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

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    五、3.3V →5V直接连接

    将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求:

    • 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH

    • 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

    能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

    3.3V LVCMOS 的 VOH (3.0V)大于5V TTL 的VIH (2.0V)

    3.3V LVCMOS 的 VOL (0.5V)小于 5V TTL 的VIL (0.8V)。

    如果这两个要求得不到满足,连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

    六、3.3V→5V使用MOSFET转换器

    如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高,则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

    在选择 R1 的阻值时,需要考虑两个参数,即:输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时,需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算:

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    由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的,提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间,却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常,切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多,因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外,在选择 N 沟道 FET 时,所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。

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    七、3.3V→5V使用二极管补偿

    表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。

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    从上表看出, 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此,即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿,留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

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    输出电压规范确定后,就已经假定:高输出驱动的是输出和地之间的负载,而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话,那么输出电压实际上要高得多,因为拉高输出的机制是负载电阻,而不是输出三极管。

    如果我们设计一个二极管补偿电路 (见图 7-1),二极管 D1 的正向电压 (典型值 0.7V)将会使输出低电压上升,在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V,也就是 4.0 到 4.1V,很安全地在 5V CMOS 输入阈值 (3.5V)之上。

    注:为了使电路工作正常,上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻,从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大,从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

    八、3.3V→5V使用电压比较器

    比较器的基本工作如下:

    • 反相 (-)输入电压大于同相 (+)输入电压时,比较器输出切换到 Vss。

    • 同相 (+)输入端电压大于反相 (-)输入电压时,比较器输出为高电平。

    为了保持 3.3V 输出的极性, 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处,如图 8-1 所示。

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    计算 R1 和 R2

    R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出,反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出,中点电压为:

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    如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下,

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    若 R2 取值为 1K,则 R1 为 1.8K。

    经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器,以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性,即:根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值,比较器迫使输出为高(VDD)或低 (Vss)电平。

    注:要使运算放大器在 5V 供电下正常工作,输出必须具有轨到轨驱动能力。

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    九、5V→3.3V直接连接

    通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏, VOL 为 0.4 伏;而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD, VIL为 0.2 x VDD。

    当 5V 输出驱动为低时,不会有问题,因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时, 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH,所以,我们可以直接把两个引脚相连,不会有冲突,前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

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    如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压,则将出现问题,因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。

    十、5V→3.3V使用二极管钳位

    很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚,防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降,也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入,仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 (在微安数量级上)。如果流经钳位二极管的电流过大,就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右,因此仍需串联一个电阻,限制流经钳位二极管的电流,如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度,因为引脚 (CL)上构成了 RC 时间常数。

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    如果没有钳位二极管,可以在电流中添加一个外部二极管,如图 10-2 所示。

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    十、一5V→3.3V有源钳位

    使用二极管钳位有一个问题,即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中,这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题,可以用一个三极管来替代,三极管使过量的输出驱动电流流向地,而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。

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    Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于,发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨,绝大部分电流都流向集电极,再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比,由晶体管的电流增益决定,通常为10-400,取决于所使用的晶体管。

    十二、5V→3.3V电阻分压器

    可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。

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    通常,源电阻 RS 非常小 (小于 10Ω),如果选择的 R1 远大于RS 的话,那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端,负载电阻 RL 非常大 (大于500 kΩ),如果选择的R2远小于RL的话,那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

    在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小,串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是,负载电容 (由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成)可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大,上升和下降时间可能会过长而无法接受。

    如果忽略 RS 和 RL 的影响,则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。

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    公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析,使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制,对于图 12-1 所示电路,确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1,戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

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    例如,假设有下列条件存在:

    • 杂散电容 = 30 pF

    • 负载电容 = 5 pF

    • 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs

    • 外加源电压 Vs = 5V

    确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。

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    十三、3.3V→5V电平转换器

    尽管电平转换可以分立地进行,但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛:有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度,供用户选择最佳的解决方案。

    器件之间的板级通讯 (例如, MCU 至外设)通过 SPI 或 I2C™ 来进行,这是最常见的。对于SPI,使用单向电平转换器比较合适;对于 I2C,就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

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    模拟

    3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号,使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路,但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如,在 3.3V 系统中,ADC转换1V峰值的模拟信号,其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高,这是因为在 3.3V ADC 中,ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面,3.3V 系统中相对较高的信号幅值,与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

    因此,为了补偿上述差异,可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路,以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

    十四、3.3V→5V模拟增益模块

    从 3.3V 电源连接至 5V 时,需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益,从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

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    十五、3.3V→5V模拟补偿模块

    该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源,等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度;以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

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    十六、5V→3.3V有源模拟衰减器

    此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。

    要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号,最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。然而,这种方法存在一些问题。

    1)衰减器可能会接至容性负载,构成不期望得到的低通滤波器。

    2)衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

    无论是哪种情形,都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 (见图 16-1)。

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    电路输出电压与加在输入的电压相同。

    为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号,我们只要加上电阻衰减器即可。

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    如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前,那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外,运放可以从3.3V 供电,这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话, 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。

    如果衰减器位于单位增益跟随器之后,那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电,3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。

    十七、5V→3.3V模拟限幅器

    在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时,有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V,那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以,需要控制电压越限的方法,同时不影响正常范围中的电压。这里将讨论三种实现方法。

    1. 使用二极管,钳位过电压至 3.3V 供电系统。

    2. 使用齐纳二极管,把电压钳位至任何期望的电压限。

    3. 使用带二极管的运算放大器,进行精确钳位。

    进行过电压钳位的最简单的方法,与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管,使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源,同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低,那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗,当二极管导通时,以及在频率足够高的情况下,当二极管没有导通时 (由于有跨越二极管的寄生电容),此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。

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    为了防止输入信号对电源造成影响,或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容,对前述方法稍加变化,改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过,齐纳钳位一般来说更为结实,钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话,也可不需要 R1。

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    如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位,可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降,使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话,可以用 3.3V 供电。

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    由于钳位是通过运放来进行的,不会影响到电源。

    运放不能改善低电压电路中出现的阻抗,阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。

    十八、驱动双极型晶体管

    在驱动双极型晶体管时,基极 “驱动”电流和正向电流增益 (Β/hFE)将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动,使用端口电压和端口电流上限 (典型值 20 mA)来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术,应改用阻值较小的基极电流限流电阻,以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。

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    RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。

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    如果将双极型晶体管用作开关,开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载,应使用最小的 hFE规范和裕度,以确保器件完全饱和。

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    3V 技术示例:

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    对于这两个示例,提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和,但代价是提高了输入功耗。

    十九、驱动N沟道MOSFET晶体管

    在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时,一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。对于 3.3V 应用,所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如,对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载,额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时,不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时,应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数,如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压,可以显著减小漏电流。

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    对于 MOSFET,低阈值器件较为常见,其漏-源电压额定值低于 30V。漏-源额定电压大于 30V的 MOSFET,通常具有更高的阈值电压 (VT)。

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    如表 19-1 所示,此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时,此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ,因此,它非常适用于 3.3V 应用。

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    对于 IRF7201 数据手册中的规范,栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流,因为对于低于 4.5V 的VGS (th),没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用,不建议使用 IRF7201,但它可以用于 5V 驱动应用。

    (转自:面包板社区)

    ‧   END  

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