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  • 常见的数字调制方法

    千次阅读 2021-04-01 15:14:06
    常见的数字调制方法如: ASK ——幅移键控调制,把二进制符号0和1分别用不同的幅度来表示。 FSK ——频移键控调制,即用不同的频率来表示不同的符号。如2KHz表示0,3KHz表示1。 PSK——相移键控调制,通过二进制...

    常见的数字调制方法如:

    ASK ——幅移键控调制,把二进制符号0和1分别用不同的幅度来表示。

    FSK ——频移键控调制,即用不同的频率来表示不同的符号。如2KHz表示0,3KHz表示1。

    PSK——相移键控调制,通过二进制符号0和1来判断信号前后相位。如1时用π相位,0时用0相位。

    GFSK——高斯频移键控,在调制之前通过一个高斯低通 滤波器来限制信号的频谱宽度 。

    GMSK —— 高斯滤波最小频移键控,GSM系统所用调制技术。

    QAM——正交幅度调制

    DPSK(Differential Phase Shift Keying)——差分相移键控。指利用调制信号前后码元之间载波相对相位的变化来传递信息。

    BPSK(Binary Phase Shift Keying)——二进制相移键控。是把模拟信号转换成数据值的转换方式之一,利用偏离相位的复数波浪组合来表现信息键控移相方式。BPSK使用了基准的正弦波和相位反转的波浪,使一方为0,另一方为1,从而可以同时传送接受2值(1比特)的信息。由于最单纯的键控移相方式虽抗噪音较强但传送效率差,所以常常使用利用4个相位的QPSK和利用8个相位的8PSK

    QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)——正交相移键控,是一种四进制相位调制,它分为绝对相移和相对相移两种。由于绝对相移方式存在相位模糊问题,所以在实际中主要采用相对移相方式DQPSK。具有良好的抗噪特性和频带利用率,广泛应用 于卫星链路、数字集群等通信业务。

    MPSK(multiple phase shift keying)——多进制数字相位 , 又称多相制,是二相制的拓展延伸。

    mQAM——多电平正交调幅

    mPSK——多相相移键控

    TCM——网格编码调制

    VSB——残留边带调制

    OFDM——正交频分复用调制

    总的来说:数字调制是把数字基带信号变换为数字带通信号。

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  • 调制方式识别仿真

    2021-04-21 02:28:35
    第四章基于决策理论的调制样式识别4.1数字调制信号的模型如第三章所述,在现代通信中,通信信号的种类很多,但从理论上来说,各种通信信号都可以用正交调制方法来实现。实现方式如下:4.1.1幅度键控调制(ASK)用...

    第四章基于决策理论的调制样式识别4.1数字调制信号的模型如第三章所述,在现代通信中,通信信号的种类很多,但从理论上来说,各种通信信号都可以用正交调制的方法来实现。实现方式如下:

    4.1.1幅度键控调制(ASK)用数字基带信号控制正弦波的幅度。

    (1) 信号

    在这类调制中,载波的幅度随二进制被调制信号序列而变,化状态。具体可以表示为:

    (4-1)可以令那么信号可表示为

    (4-2)其中, 为基带码元波形, 为信源给出的二进制符号0或1, 为载波角频率,且有 , 为码元周期。

    因此,要实现正交调制,只要令

    (4-3)就可以实现调制。

    信号由于一个信号状态始终为0,此时相当于处于断开状态,所以也称为通断键控信号( 信号)。若二进制序列 的功率谱密度为 ,则

    的功率谱密度表达式可以写为:

    (4-4)可知,信号的带宽是基带脉冲波形带宽的2倍。

    (2) 信号

    进制幅度键控使用 种可能的取值对载波幅度进行键控,在每个码元间隔 内发送一种幅度的载波信号。 进制数字幅度调制信号比 信号传输效率更高。在相同的码元传输速率下, 信号和 的带宽相同, 的信道利用率最高为 , 的信道利用率可超 。M进制幅度调制信号可表示为:

    (4-5)式中: g(t)式持续时间为T的矩形脉冲, 为幅度值,有M种可能的取值, 与 信号类似,由式(4-3)就可以实现 调制。

    4.1.2相移键控调制(PSK)用数字基带信号控制正弦波的相位。

    (1) 信号

    方式是键控的载波相位按基带脉冲序列的规律而改变的数字调制方式,信号形式一般表示为:

    (4-6)式中: 为基带码元波形, 为信源取值-1或+1,即发送二进制符号 0时 取1,发送二进制符号1时 取-1, 是载波角频率。这种调制方式的正交实现与 信号十分相似。具体的实现见式(4-3)。

    (2) M进制数字相位调制信号

    在多进制相位调制中,MPSK信号的表示式:

    (4-7)式中: 为受信息控制的相位参数,

    4.1.3频移键控调制(FSK)信号是符号0对应载波角频率 ,符号1对应载波角频率为 的已调波形。它可以用一个矩形脉冲对一个载波进行调频实现,其表达式为:

    (4-8)式中 的取值为0,1,g(t)为矩形脉冲, 为 的反码,T为码元周期。因此,只要把调制数据序列形成矩形脉冲,并把 看成两个 信号相加就可以了,并令

    (4-9)利用式(4-2)、式(4-3)就可以实现正交调制。

    4.1.4正交振幅调制信号(QAM)正交振幅调制是一种多进制混合调幅调相的调制方式,  就是 , 和 的信号分布如图4.1所示,这种分布图称为星座图。

    图4.1信号的星座图从图4.1可以看出, 用 个点的星座的位置来代表八进制的 种数据信号, 这 个点的相位各不相同,而振幅只有两种。 用 个点的星座的位置来代表十六进制的 种数据信号,它有 种相位, 种振幅。

    信号的数学表达式为:

    (4-10)式中, 是宽度为 的脉冲信号。

    只要令:

    (4-11)就可以实现 信号了。

    4.2调制信号的自动识别4.2.1特征参数集本节针对 共六种数字调制信号,提取了五个基于瞬时信息的特征参数,即零中心归一化瞬时幅度之谱密度最大值 ,零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准偏差 ,零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量的标准偏差 ,零中心归一化瞬时幅度绝对值的标准偏差 和零中心归一化非弱信号段瞬时频率绝对值的标准偏差 。下面将对每个特征参数进行具体分析。对各数字调制信号,在 中设定各参数为:载频 ,采样频率 ,码速率 字符/秒, 信号的调制频偏与码速率相同,码元个数N=100。

    (1)零中心归一化瞬时幅度之谱密度最大值

    由下式定义:

    (4-12)式中, 为取样点数, 为零中心归一化瞬时幅度,由下式计算:

    (4-13)式中,,而为瞬时幅度的平均值,用平均值来对瞬时幅度进行归一化的目的是为了消除信道增益的影响。

    主要用来区分 和其他其他数字调制信号。因为对 信号,其包络(瞬时幅度)为常数,故其零中心归一化瞬时幅度为零,即 。对 信号因包含包络信息,其零中心归一化瞬时幅度不为零,故 。 信号由于受信道带宽的限制,在相位变化时刻会产生幅度突变,所以也包含幅度变化信息,即 。所以用 可以区分 和其他数字调制信号。当然实际情况下不能以 作为判别的分界线(门限)。而需要设置一个判决门限 。

    (2)零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准偏差

    由下式定义:

    (4-14)式中 是判断弱信号的一个幅度判决门限电平, 是在全部取样数据 中属于非弱信号值的个数, 是经零中心化处理后瞬时相位的非线性分量,在载波完全同步是,有:

    (4-15)式中 , 为瞬时相位。

    主要用来区分是4PSK信号还是2PSK或者ASK信号。因为对ASK信号不含相位信息,故 ,对2PSK信号因其只有两个相位值,故其零中心归一化相位绝对值也为常数,不含相位信息,故也满足 。而对于4PSK信号,因其瞬时相位有四个值,故其零中心归一化相位绝对值不为常数,故有 。

    (3)零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量的标准偏差

    (4-16)与 的区别在于后者是相位绝对值的标准偏差,而前者是直接相位(非绝对值相位)的标准偏差。 主要用来区分是ASK还是2PSK信号,因为对于ASK信号无直接相位信息,即 ,而2PSK信号含有直接相位信息(其瞬时相位取0或者 ),故

    (4)零中心归一化瞬时幅度绝对值的标准偏差

    由下式定义:

    (4-17)式中 前面已经给出了它的定义式。 主要用来区分式2ASK信号还是4ASK信号。因为对于2ASK信号它的幅度绝对值是一常数,不含幅度信息,所以有 。而对于4ASK信号的幅度绝对值不是常数,仍含有幅度信息,所以 。可设其判决门限为 。

    (5)零中心归一化非弱信号段瞬时频率绝对值的标准偏差

    由下式定义:

    (4-18)式中 ,其中 为数字信号的符号速率, 为信号的瞬时频率。 用来区分是2FSK信号还是4FSK信号。因为对2FSK信号,它的瞬时频率之忧个值,所以它的零中心归一化瞬时频率的绝对值是常数,则其标准偏差 ,而岁4FSK信号,由于它的瞬时频率有4个值,所以它的零中心归一化瞬时频率的绝对值不为常数,则其标准偏差 。

    4.2.2分类识别(1)决策树识别

    观察3.1.3节中各特征参数随信噪比的变化,采用决策树的识别分类如图所示。采用决策树的识别步骤为:

    ①计算待识别信号的零中心归一化瞬时幅度之谱密度最大值 ,与门限 比较,将待识别的信号分成两类:(2ASK、4ASK、2PSK、4PSK)和(2FSK、4FSK),即不恒定包络信号和恒包络的信号;

    ②对于判别类属于(2FSK、4FSK)的信号,计算待识别信号的零中心归一化非弱信号段瞬时频率绝对值的标准偏差 ,与门限 比较,将其分成两类:2FSK和4FSK;

    ③对于判别类属于(2ASK、4ASK、2PSK、4PSK)的信号,计算待识别信号的零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准偏差 ,与门限 比较, 将其分成两类:4PSK 和(2PSK、2ASK、4ASK);

    ④对于判别类属于(2PSK、2ASK、4ASK)的信号,计算待识别信号的零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量的标准偏差 ,与门限 比较,将其分成两类:2PSK和(2ASK、4ASK)。

    ⑤对于判别类属于(2ASK、4ASK)的信号,计算待识别信号的零中心归一化瞬时幅度绝对值的标准偏差 ,与门限 比较,将其分成两类:2ASK和4ASK。

    数字调制信号2ASK4ASK2FSK2PSK4FSK4PSKYNYYYYNNNN

    图4.2基于决策论的数字调制信号识别(2)特征门限值的确定

    对基于决策理论的调制识别算法,每个特征参数都是用来区分两个信号子集A 、B的,且判决规则如下:

    (4-19)即当信号特征值 大于门限值 时,判为 子集中的信号,当 小于门限值 时, 则判为 子集中的信号。选择 的最佳门限值 的准则是使下面的平均概率最大(趋近于1):

    (4-20)式中, 为在已知是 子集中的信号的条件下,用门限 判决是 子集的正确概率; 为在已知是 子集中的信号的条件下,用门限 判决是 的正确概率。

    4.3调制信号识别中应注意的问题前面对基于决策理论的信号调制样式识别算法进行了具体的说明,在实现这些算法时会碰到许多具体的实际问题,例如采样速率的选取、非弱信号段的实际选取等。下面就这些问题作一简单讨论。

    (1)采样速率的选取

    根据Nyquist采样定理,采样速率 只要满足: ( 为最高信号频率)即可。如果采用带通采样,则有: (其中 为信号带宽)。采样频率的这种选取原则主要是从保留信息内容,避免频谱折叠角度去考虑的。而从调制样式自动识别的角度来考虑,采样频率的选取一般要求尽可能地选高一些,例如取 ,其中  为载波频率(中心频率)。这样选取的理由主要有以下几点:一是信号的最高频率或带宽有时往往是不确知的,尤其是在非合作通信侦收场合;二是在采用过零检测载频估计算法中,也要求采用过采样,否则会影响估计精度;三是为了用Hilbert变换实现从实信号到复解析信号的变换处理,也要求采用过采样;四是当采用模 计算瞬时相位时,为了确保相位非模糊,两个采样点之间相位差应不大于 ,这也就要求 。 以上四点总的来看要求采样频率尽可能地选高一些,所以按 来选取采样频率是比较合适的。

    (2)非线性相位分量 的计算

    一个实际信号的瞬时相位 将由式(4-21)给出:

    (4-21)式中, 是收发双方的载频误差, 是反映调制信息的非线性相位分量,由于载频误差以及实际相位计算时是以模 来计算的,这就使非线性相位分量 的计算复杂化,即如何从有相位折叠的 中求出 ,因为在有相位折叠的情况下,即使能准确地估计出载频(或载频误差 )也无法直接计算出 。而必须首先从 中恢复出无折叠相位的 ,再从 中减去线性相位成份。为此,首先计算修正相位序列 :

    (4-22)则无折叠相位 为

    (4-23)所以非线性相位由下式计算

    (4-24)由此可见,计算非线性相位分量 必须确知载频

    (3)非弱信号段判决门限 的选取

    在前面讨论的特征提取算法中,为了避免弱信号段信噪比差对特征值提取的影响,都采用了在非弱信号段提取(瞬时相位或频率)特征参数以及进行载频估计的特殊处理。如何选取非弱信号段,判决门限 的确定就成为问题的关键。显然 选得太低,其作用就不大,而选得太高则会丢失有用的相位信息而导致错误识别。一种比较直观的选取 是以 的平均值作为判决门限 ,即:

    (4-25)值的这种直观分析判断与理论分析是相符合的。因为理论分析表明,对模拟调制信号 的最佳值 的变化范围为0.858~1,而对数字调制信号 的变化范围为0.9~1.05, 所以非弱信号段判决门限 取为1 是比较合适的。

    4.4仿真及结果分析4.4.1数字调制信号的产生软件无线电中各种调制信号都是通过正交调制实现的,在 2.2节中已对 和 信号的正交调制产生进行了具体说明。下面将叙述本论文中数字调制信号的产生,即 六种数字调制信号的产生。

    (1)调制信号产生

    本文采用两种方法产生数字调制信号。第一,直接调用 中的 函数,即 ,其中, 为原始信号, 为载波频率, 为采样频率, 为码元速率, 为调制类型;第二,根据调制信号的数学模型自己编写 程序。

    (2)高斯白噪声的产生

    为产生出一定信噪比的数字调制信号,需要按不同的信噪比在理想的数字调制信号中加入高斯白噪声。设数字调制信号的幅度值为 , 为高斯白噪声在时间上的平均功率,定义信噪比为:

    (4-26)实际计算中,用 代替 。其中 为信号序列的采样点数,设定 ,根据上式得到高斯白噪声的 ,利用下面的语句即可得到要加入信号的高斯白噪声:

    (4-27)其中 函数产生的是均值为0,方差为1的高斯白噪声。

    设未加噪声的信号序列为 ,则信噪比为 的信息序列为:

    (4-28)(3)数字调制信号的仿真

    用 仿真产生的未加噪声的数字调制信号如图所示,其中设定各参数 字符/秒, 的频偏 与码速率相同,码元数目 。

    图4.3未加噪声的二进制数字调制信号

    图4.4未加噪声的四进制数字调制信号

    4.4.2瞬时信息的获取根据卡尔迪变换提取数字调制信号的瞬时信息,其中设定各参数 字符/秒, 的频偏 与码速率相同,码元数目N=10。图4.5~图4.10分别给出了   信号的瞬时特征图,从图中我们可以看出,不同的数字调制信号,其瞬时信息存在明显的差异。 信号的调制信息分别在瞬时幅度、瞬时频率与瞬时相位里体现。

    图4.5 2ASK信号的瞬时特征图

    图4.6 2FSK信号的瞬时特征图

    图4.7 2PSK信号的瞬时特征图

    图4.8 4ASK信号的瞬时特征图

    图4.9 4FSK信号的瞬时特征图

    图4.10 4PSK信号的瞬时特征图4.4.3仿真试验及结果分析本系统在Matlab6.5仿真环境中完成,考虑2ASK、2FSK、2PSK、4ASK、4FSK和4PSK六种数字调制类型。仿真试验中假设载波同步,采用的调制信号的载波频率 为150kHz,采样频率 为1200kHz,码元速率 为12.5k字符/秒,FSK信号的频偏与码速率相同,码元个数N取为64,噪声采用高斯白噪声。这里载波频率较低是因为假设调制信号已经过中频的下变频处理,码元个数较少是为了方便识别正确率的统计。各特征参数的门限 分别取4、0.57、0.96、0.25、0.4。

    本试验考察不同信噪比条件下该算法的正确识别率,对每个调制类型进行大量仿真,仿真程序代码详见附录。仿真结果见表。由表可知,本算法在信噪比10dB时,平均识别正确率达到98.7%,在20dB以上,达到99.9%以上。

    SNR2ASK4ASK2FSK4FSK2PSK4PSK平均

    10dB98.299.199.599.897.698.398.7

    20dB10010010010099.699.899.9

    第五章结论及展望5.1对本文工作的总结本论文主要针对软件无线电接收机中的调制识别算法进行了研究,目前的调制识别方法有多种,特征提取部分主要在时域、频域或小波域进行分析,分类识别部分主要采用决策树或神经网络。本文提取时域的特征参数,利用决策树进行分类识别。主要工作是对数字调制信号进行识别。

    在对数字调制信号的瞬时信息进行分析时,提取了特征参数并给出了数字调制信号识别的通用方法,仿真试验结果证明,本算法不但在低信噪比的条件下,对调制信号的识别正确率高,而且在进行识别的过程中,用到的特征参数较少。

    5.2决策树识别中存在的问题从第三、四章研究的基于决策理论的信号调制样式识别方法可以看出,这种方法主要存在以下三个问题:

    (1)对不同的识别算法采用相同的特征参数,如果这些特征参数所处的判决位置不同,则会导致在相同信噪比条件下识别的正确率不同;

    (2)在每个判决节点处同时只使用一个特征量来作判决,这就导致识别的成功率不仅与特征使用的先后次序有关,而且完全取决于每个特征的单次正确判决概率;

    (3)每个特征都需要对应设置一个判决门限,而判决门限的选取对识别的正确率影响很大。

    5.3对今后工作的展望对于一个通信信号进行接收解调的前提条件是首先要确定该信号的调制样式,因此研究调制样式识别在软件无线电接收机中具有非常重要的意义。在今后的工作中,应做进一步研究,主要工作如下:

    (1)研究扩频通信对调制识别算法的影响;

    (2)研究载频估计和码元速率估计;

    (3)改进和简化算法,加快数字信号处理的速度;

    (4)用硬件实现,具体检验算法的实际性

    参考文献[1]      杨小牛,楼才义,徐建良. 软件无线电原理与应用. 电子工业出版社,2001

    [2]      姚亚峰,黄载禄.通信信号调制识别技术.通信技术,2003,138(6):41-43

    [3]      M.L.D Wong,A.K.Nandi Automatic digital modulation recognition using artificial neural netmork and genetic algorithm. Signal processing, 2004:351-365.

    [4]      李建新,刘乃安,刘继平. 现代通信系统分析与仿真-Matlab 通信工具箱. 西安电子科技大学出版社,2000

    [5]      约翰.G..普罗克斯,马苏德.萨勒赫,刘树棠译.现代通信系统-使用 Matlab. 西安交通大学出版社,2001

    [6]      刘波,文忠,曾涯.Matlab信号处理.电子工业出版社.2006

    [7]      刘敏,魏玲.Matlab 通信仿真与应用. 国防工业出版社,2001

    [8]      张辉,曹丽娜.现代通信原理与技术. 西安电子科技大学出版社.2002

    [9]      楼顺天,李博菡.基于Matlab的系统分析与设计-信号处理.西安电子科技大学出版社,2000

    [10]  宋辉.通信信号的特征分析、自动识别与参数提取.[学位论文].江苏:南京理工大学.2003

    [11]  张鸣.软件无线电接收机中信号调制样式识别算法的研究.[学位论文].西安:西安科技大学.2005

    致谢本文是在导师xxx的悉心指导和关心帮助下完成的,xxx老师那丰富科研经验,严谨的治学态度和高尚的人格力量,都将使我受益终生;在此致以最诚挚的敬意和谢意!

    同时也得到了同学们的关心和他们宝贵的资料,他们的积极向上的态度也感染着我,激励着我。

    最后,我要衷心感谢我的父母,感谢所有关心我的老师、同学和朋友们!老师们的谆谆教诲、亲人们的期盼和朋友们的友谊都永远是我前进的动力。让我以加倍的努力去报答他们的厚爱!

    附录程序:信号产生、参数提取及识别过程clear all;

    close all;

    fc=20000; %载波频率

    fs=40000; %采样速率

    k=2;

    code_size=15*round(k*fs/fc);             %信息码元长度

    t0=5.5;                               %信号长度

    Ns=256;                              %采样点个数

    fd=125;                              %符号速率

    ts=1/fs;                               %采样周期

    M=64                                %码元个数

    ti=1/fd;                               %码元间隔

    N=ti/ts;

    t=[0:ts:t0];

    select=menu('调制方式','2ASK','2FSK','2PSK','4ASK','4FSK','4PSK');

    switch select

    case 1,                                % 2ASK signal

    x=randint(1,M);

    m=sin(2*pi*fc*t);

    y=ones(1,M*N);

    for i=1:M

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m(j);

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(1,1:50)=1;

    case 2,                                 %2FSK signal

    x=randint(1,M);

    m1=sin(2*pi*fc*t);

    m2=sin(2*pi*2*fc*t);

    y=zeros(1,M*N);

    for i=1:M

    if x(i)==1;

    for j=1:N;

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m1(j);

    end

    elseif  x(i)==0;

    for j=1:N;

    y((i-1)*N+j)=(1-x(i))*m2(j);

    end

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(2,1:50)=1;

    case 3,                                 %2PSK signal,

    x=randint(1,M);

    m1=sin(2*pi*fc*t);

    m2=sin(2*pi*fc*t+pi);

    y=zeros(1,M*N);

    for i=1:M

    if x(i)==1;

    for j=1:N;

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m1(j);

    end

    elseif  x(i)==0;

    for j=1:N;

    y((i-1)*N+j)=(1-x(i))*m2(j);

    end

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(3,1:50)=1;

    case 4,                                 % 4ASK signal

    x1=randint(1,M);

    x2=randint(1,M);

    x3=randint(1,M);

    x=x1+x2+x3;

    m=sin(2*pi*fc*t);

    y=ones(1,M*N);

    for i=1:M

    if x(i)==0;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m(j);

    end

    elseif x(i)==1;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m(j);

    end

    elseif x(i)==2;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m(j);

    end

    elseif x(i)==3;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m(j);

    end

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(4,1:50)=1;

    case 5,                                 % 4FSK signal

    x1=randint(1,M);

    x2=randint(1,M);

    x3=randint(1,M);

    x=x1+x2+x3;

    m1=sin(2*pi*fc*t);

    m2=sin(2*pi*2*fc*t);

    m3=sin(2*pi*3*fc*t);

    m4=sin(2*pi*4*fc*t);

    y=zeros(1,M*N);

    for i=1:M

    if x(i)==0;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(1-x(i))*m1(j);

    end

    elseif x(i)==1;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m2(j);

    end

    elseif x(i)==2;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(x(i)-1)*m3(j);

    end

    elseif x(i)==3;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(x(i)-2)*m4(j);

    end

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(5,1:50)=1;

    case 6,                                     %4PSK signal

    x1=randint(1,M);

    x2=randint(1,M);

    x3=randint(1,M);

    x=x1+x2+x3;

    m1=sin(2*pi*fc*t);

    m2=sin(2*pi*fc*t+pi/2);

    m3=sin(2*pi*fc*t+pi);

    m4=sin(2*pi*fc*t+3*pi/2);

    y=zeros(1,M*N);

    for i=1:M

    if x(i)==0;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(1-x(i))*m1(j);

    end

    elseif x(i)==1;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=x(i)*m2(j);

    end

    elseif x(i)==2;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(x(i)-1)*m3(j);

    end

    elseif x(i)==3;

    for j=1:N

    y((i-1)*N+j)=(x(i)-2)*m4(j);

    end

    end

    end

    T=zeros(6,50);

    T(6,1:50)=1;

    end

    SNR=20;                                    %定义信噪比,单位DB

    sigpow=mean(abs(y).^2);                       %power of input signal

    noisefac=10^(-SNR/10);

    noise=randn(1,size(y,2));

    noise=noise*(sqrt(sigpow*noisefac)/sqrt(mean(noise.^2)));      %产生所需的高斯噪声

    ynoise=noise+y;                               %加噪后的信号

    for n=1:1:50

    m=n*Ns;

    x=(n-1)*Ns;

    for i=x+1:m;                                  %提取信号段

    y0(i)=ynoise(i);

    end

    Y=fft(y0);                                    %调制信号的傅立叶变换

    y1=hilbert(y0);                                %实信号的解析式

    z=abs(y0);                                    %实信号的瞬时幅度

    phase=angle(y1);                              %实信号的瞬时相位

    add=0;                                       %求Rmax

    for i=x+1:m;

    add=add+z(i);

    end

    ma=add/Ns;                                 %瞬时幅度的平均值

    y2=z./ma  ;                                 %幅度比,即为文献中的an(i)

    y3=y2-1;                                    %归一化瞬时幅度

    y4=max(abs(y3));

    y2n=y3./y4;                                  % 即为文献中的acn(i)

    s=fft(y2n);

    R=abs(s);

    Rmax=max((R)/Ns).^2;                  %零中心归一化瞬时幅度的谱密度的最大值

    Xcn=0;

    Ycn=0;

    for i=x+1:m;

    Xcn=Xcn+y2n(i).*y2n(i);

    Ycn=Ycn+abs(y2n(i));

    end

    Xcnav=Xcn/Ns;

    Ycnav=(Ycn/Ns).*(Ycn/Ns);

    deltaaa=sqrt(Xcnav-Ycnav);               %零中心归一化瞬时幅度绝对值得标准偏差

    if  phase(2+x)-phase(1+x)>pi;             %修正相位序列

    Ck(1+x)=-2*pi;

    elseif  phase(1+x)-phase(2+x)>pi;

    Ck(1+x)=2*pi;

    else Ck(1+x)=0;

    end

    for i=x+2:m-1;

    if   phase(i+1)-phase(i)>pi;

    Ck(i)=Ck(i-1)-2*pi;

    elseif  phase(i)-phase(i+1)>pi

    Ck(i)=Ck(i-1)+2*pi;

    else

    Ck(i)=Ck(i-1);

    end

    end

    if  -phase(m)>pi;

    Ck(m)=Ck(m-1)-2*pi;

    elseif phase(m)>pi;

    Ck(m)=Ck(m-1)+2*pi;

    else Ck(m)=Ck(m-1);

    end

    phase1=phase+Ck                       %去相位卷叠后的相位序列

    phasenl=phase1-2*pi*fc*i/fs;              %非线性相位

    at=1;                             %判决门限电平

    a=0;   %求取零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准偏差和零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量的标准偏差

    b=0;

    d=0;

    c=0;

    for i=x+1:m;

    if y2(i)>at

    c=c+1;

    phasesquare(i)=phasenl(i).*phasenl(i);

    a=a+phasesquare(i);

    phaseabs(i)=abs(phasenl(i));

    b=b+phaseabs(i);

    d=d+phasenl(i)

    end

    end

    a1=a/c;

    b1=(b/c).*(b/c);

    d1=(d/c).*(d/c);

    deltaap=sqrt(a1-b1);    %零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准偏差

    deltadp=sqrt(a1-d1);    %零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量的标准偏差

    freqN(i)=phase1(i)-phase1(i-1);

    for i=x+1:m;

    if i>at;

    c=c+1;

    freqNsquare(i)=freqN(i).*freqN(i);

    a=a+freqNsquare(i);

    b=b+freqN(i);

    end

    end

    a1=a/c;

    b1=(b/c)^2;

    deltaaf=sqrt(a1-b1);           %零中心归一化非弱信号段瞬时频率绝对值得标准偏差

    end

    if (Rmax>80)

    if(deltaaa>0.2)

    type=menu('输入信号是','2PSK信号');

    else

    type=menu('输入信号是','2ASK信号');

    end

    else

    if (deltaaa<0.23)

    type=menu('输入信号是','4ASK信号');

    else

    if(deltaap>50)

    type=menu('输入信号是','4FSK信号');

    else

    if(Rmax>80)

    type=menu('输入信号是','2FSK信号');

    else

    type=menu('输入信号是','4PSK信号');

    end

    end

    end

    end

    我老师说:这图有点不对。而且这程序也有点问题。哪位大神能帮我,快要交稿了。谢谢

    展开全文
  • 为增进大家对pwm的认识,本文将介绍3种pwm调制方式。如果你对pwm具有兴趣,不妨继续往下阅读哦。一、相电压控制PWM1.1等脉宽PWM法VVVF(VariableVoltageVariableFrequency)装置在早期是采用PAM...

    pwm作为目前常用技术之一,在电子行业具备重要地位。前文中,小编对pwm的基本内容有所介绍。为增进大家对pwm的认识,本文将介绍3种pwm调制方式。如果你对pwm具有兴趣,不妨继续往下阅读哦。

    一、相电压控制PWM

    1.1等脉宽PWM法

    VVVF(VariableVoltageVariableFrequency)装置在早期是采用PAM(PulseAmplitudeModulaTIon)控制技术来实现的,其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的,是PWM法中最为简单的一种。它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波,通过改变脉冲列的周期可以调频,改变脉冲的宽度或占空比可以调压,采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。相对于PAM法,该方法的优点是简化了电路结构,提高了输入端的功率因数,但同时也存在输出电压中除基波外,还包含较大的谐波分量。

    1.2随机PWM

    在上世纪70年代开始至上世纪80年代初,由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管,载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注。为求得改善,随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声(在线性频率坐标系中,各频率能量分布是均匀的),尽管噪音的总分贝数未变,但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此,即使在IGBT已被广泛应用的今天,对于载波频率必须限制在较低频率的场合,随机PWM仍然有其特殊的价值;另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率,随机PWM技术正是提供了一个分析、解决这种问题的全新思路。

    1.3SPWM法

    SPWM(SinusoidalPWM)法是一种比较成熟的、目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。该方法的实现有以下几种方案。

    1.3.1等面积法

    该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释,用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波,然后计算各脉冲的宽度和间隔,并把这些数据存于微机中,通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断,以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的,基本原理为出发点,可以准确地计算出各开关器件的通断时刻,其所得的波形很接近正弦波,但其存在计算繁琐,数据占用内存大,不能实时控制的缺点。

    1.3.2硬件调制法

    硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的,其原理就是把所希望的波形作为调制信号,把接受调制的信号作为载波,通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波,当调制信号波为正弦波时,所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单,可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路,用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制,就可以生成SPWM波。但是,这种模拟电路结构复杂,难以实现精确的控制。

    1.3.3软件生成法

    由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易,因此,软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法,其有两种基本算法,即自然采样法和规则采样法。

    1.3.3.1自然采样法

    以正弦波为调制波,等腰三角波为载波进行比较,在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断,这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波,但由于三角波与正弦波交点有任意性,脉冲中心在一个周期内不等距,从而脉宽表达式是一个超越方程,计算繁琐,难以实时控制。

    1.3.3.2规则采样法

    规则采样法是一种应用较广的工程实用方法,一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波,再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断,从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的,这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时,由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称,这种方法称为非对称规则采样。

    规则采样法是对自然采样法的改进,其主要优点就是计算简单,便于在线实时运算,其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低,线性控制范围较小。

    以上两种方法均只适用于同步调制方式中。

    1.3.4低次谐波消去法

    低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法。其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开,表示为u(ωt)=ansinnωt,首先确定基波分量a1的值,再令两个不同的an=0,就可以建立三个方程,联立求解得a1,a2及a3,这样就可以消去两个频率的谐波。

    该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波,但是,剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大,而且同样存在计算复杂的缺点。该方法同样只适用于同步调制方式中。

    1.4梯形波与三角波比较法

    前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的,从而忽视了直流电压的利用率,如SPWM法,其直流电压利用率仅为86.6%。因此,为了提高直流电压利用率,提出了一种新的方法--梯形波与三角波比较法。该方法是采用梯形波作为调制信号,三角波为载波,且使两波幅值相等,以两波的交点时刻控制开关器件的通断实现PWM控制。由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时,其所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值,从而可以有效地提高直流电压利用率。但由于梯形波本身含有低次谐波,所以输出波形中含有5次、7次等低次谐波。

    二、线电压控制PWM

    前面所介绍的各种PWM控制方法用于三相逆变电路时,都是对三相输出相电压分别进行控制的,使其输出接近正弦波,但是,对于像三相异步电动机这样的三相无中线对称负载,逆变器输出不必追求相电压接近正弦,而可着眼于使线电压趋于正弦。因此,提出了线电压控制PWM,主要有以下两种方法。

    2.1马鞍形波与三角波比较法

    马鞍形波与三角波比较法也就是谐波注入PWM方式(HIPWM),其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波,调制信号便呈现出马鞍形,而且幅值明显降低,于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下,可以使基波幅值超过三角波幅值,提高了直流电压利用率。在三相无中线系统中,由于三次谐波电流无通路,所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波。

    除了可以注入三次谐波以外,还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形,这些信号都不会影响线电压。这是因为,经过PWM调制后逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍频于正弦波信号的谐波,但在合成线电压时,各相电压中的这些谐波将互相抵消,从而使线电压仍为正弦波。

    2.2单元脉宽调制法

    因为,三相对称线电压有Uuv+Uvw+Uwu=0的关系,所以,某一线电压任何时刻都等于另外两个线电压负值之和。现在把一个周期等分为6个区间,每区间60°,对于某一线电压例如Uuv,半个周期两边60°区间用Uuv本身表示,中间60°区间用-(Uvw+Uwu)表示,当将Uvw和Uwu作同样处理时,就可以得到三相线电压波形只有半周内两边60°区间的两种波形形状,并且有正有负。把这样的电压波形作为脉宽调制的参考信号,载波仍用三角波,并把各区间的曲线用直线近似(实践表明,这样做引起的误差不大,完全可行),就可以得到线电压的脉冲波形,该波形是完全对称,且规律性很强,负半周是正半周相应脉冲列的反相,因此,只要半个周期两边60°区间的脉冲列一经确定,线电压的调制脉冲波形就唯一地确定了。这个脉冲并不是开关器件的驱动脉冲信号,但由于已知三相线电压的脉冲工作模式,就可以确定开关器件的驱动脉冲信号了。该方法不仅能抑制较多的低次谐波,还可减小开关损耗和加宽线性控制区,同时还能带来用微机控制的方便,但该方法只适用于异步电动机,应用范围较小。

    三、电流控制PWM

    电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号,把实际的电流波形作为反馈信号,通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断,使实际输出随指令信号的改变而改变。其实现方案主要有以下3种。

    3.1滞环比较法

    这是一种带反馈的PWM控制方式,即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比较器,得出相应桥臂开关器件的开关状态,使得实际电流跟踪给定电流的变化。该方法的优点是电路简单,动态性能好,输出电压不含特定频率的谐波分量。其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音,和其他方法相比,在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多。

    3.2三角波比较法

    该方法与SPWM法中的三角波比较方式不同,这里是把指令电流与实际输出电流进行比较,求出偏差电流,通过放大器放大后再和三角波进行比较,产生PWM波。此时开关频率一定,因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点。但是,这种方式电流响应不如滞环比较法快。

    3.3预测电流控制法

    预测电流控制是在每个调节周期开始时,根据实际电流误差,负载参数及其它负载变量,来预测电流误差矢量趋势,因此,下一个调节周期由PWM产生的电压矢量必将减小所预测的误差。该方法的优点是,若给调节器除误差外更多的信息,则可获得比较快速、准确的响应。目前,这类调节器的局限性是响应速度及过程模型系数参数的准确性。

    以上便是此次小编带来的“pwm”相关内容,通过本文,希望大家对上述讲解的3种pwm调制方式具备一定的了解。如果你喜欢本文,不妨持续关注我们网站哦,小编将于后期带来更多精彩内容。

    end

    展开全文
  • 幅度调制(线性调制)详解1、基本概念1.1、调制与解调1.2、调制的目的1.3、调制的分类2、幅度调制2.1、基础知识2.2、幅度调制的一般模型2.3、常规调幅 AM(Amplitude Modulation)2.3.1、AM-调幅2.3.2、AM-包络检波器...

    通信原理系列文章:

    通信原理之模拟幅度调制(线性调制)

    通信原理之模拟角度调制(非线性调制)

    通信原理之模拟调制系统信号的抗造性能

    通信原理之数字调制原理

    1、基本概念

    1.1、调制与解调

        调制,即把消息信号寄托在载波的某个参数上,形成已调信号。已调信号的某个参量,如幅度可以反映消息的变化规律。消息信号可分为调制信号和基带信号,载波可为正弦波或脉冲序列。
    调制过

        解调,是调制的过程,从已调信号中恢复消息信号
    通俗来讲,消息就相当于货物,车相当于载波。调制相当于装载,解调相当于卸载。

    1.2、调制的目的

    (1)无线通信对天线尺寸减小的需求
    在无线通信中,需要通过天线将信号辐射到空间,根据天线理论
            h ≥ λ 10 h≥\frac{\lambda}{10} h10λ
    其中,h为天线的几何尺寸, λ \lambda λ 为发射信号的波长。又信号的波长和频率有以下关系:
            λ = c f \lambda=\frac{c}{f} λ=fc
    其中 c为光速 3 x 1 0 8 m / s 3x10^8m/s 3x108m/s。故,若发射信号的频率较低时,如 3kHz,则需要大约 10000m长的天线,显然这是很难实现的。若减小天线尺寸,就需要提高发射信号的频率,通过调制将低频信号搬到高频载波上。如GSM 900MHz 手机的天线只有几里面完全内置在手机内,外观看不到天线。

    (2)一条信道中同时传输多路信号
    因为调制的实质是频谱搬移,故可以通过调制将多路信号搬移到各自的子信道中,实现多路复用

    (3)利用电话线将PC机接入Internet
    利用电话线将PC机接入Internet时,需要通过一个“猫”(Modem) 进行"翻译”(模/数信号转换)。

    综上,可知调制的目的有以下几点:

    • 匹配信道特性,减小天线尺寸,提高辐射效率;
    • 进行频谱搬移,实现信道的多路复用,提高信道利用率;
    • 扩展信号带宽,提高系统抗干扰能力;
    • 实现带宽与信噪比的互换,即有效性和可靠性的互换;

    1.3、调制的分类

        按调制信号m(t)的类型,可分为m(t)为模拟信号时称为模拟调制,为数字时称为数字调制。
        按已调信号的频谱结构是否保留了原来消息信号的频谱模样,可分为 线性调制和非线性调制。
        按载波类型进行分类,若采用正弦型载波则称为连续波调制,若采用脉冲串则称为脉冲调制。
        按正弦载波的受调参量,可分为 幅度调制、频率调制和相位调制。

    模拟调制是用模拟的消息信号去控制正弦载波的幅度、频率和相位的调制方式。

    2、幅度调制

    2.1、基础知识

    时 域 卷 积 f 1 ( t ) ∗ f 2 ( t ) ⇔ F 1 ( w ) F 2 ( w ) 频 域 卷 积 f 1 ( t ) f 2 ( t ) ⇔ 1 2 π F 1 ( w ) ∗ F 2 ( w ) 频 移 特 性 f ( t ) e ± j w c t ⇔ F ( w ∓ w c ) 调 制 定 理 f ( t ) c o s w c t ⇔ 1 2 [ F ( w − w c ) + F ( w + w c ) ] 欧 拉 公 式 c o s w c t = 1 2 ( e j w c t + d − j w c t ) ⇔ π [ δ ( w − w c ) + δ ( w + w c ) ] 单 位 冲 击 响 应 1 ⇔ 2 π δ ( w ) 傅 里 叶 变 换 对 及 其 尺 度 变 换 2 π δ ( w ) ⇔ δ ( f ) \begin{matrix} 时域卷积 & f_1(t)*f_2(t)\Leftrightarrow F_1(w)F_2(w)\\ \\ 频域卷积 & f_1(t)f_2(t)\Leftrightarrow \frac{1}{2\pi }F_1(w)*F_2(w)\\ \\ 频移特性 & f(t)e^{\pm jw_ct}\Leftrightarrow F(w \mp w_c)\\ \\ 调制定理 & f(t)cosw_ct \Leftrightarrow \frac{1}{2}[F(w-w_c)+F(w+w_c)]\\ \\ 欧拉公式 & cosw_ct=\frac{1}{2}(e^{jw_ct}+d^{-jw_ct}) \Leftrightarrow \pi [\delta (w-w_c)+\delta (w+w_c)]\\ \\ 单位冲击响应 & 1 \Leftrightarrow 2 \pi \delta(w) \\ \\ 傅里叶变换对及其尺度变换 & 2\pi \delta (w)\Leftrightarrow\delta(f)\\ \\ \end{matrix} f1(t)f2(t)F1(w)F2(w)f1(t)f2(t)2π1F1(w)F2(w)f(t)e±jwctF(wwc)f(t)coswct21[F(wwc)+F(w+wc)]coswct=21(ejwct+djwct)π[δ(wwc)+δ(w+wc)]12πδ(w)2πδ(w)δ(f)

    2.2、幅度调制的一般模型

        幅度调制,即通过消息信号控制正弦载波的幅度。
    幅度调制模型
    其中,消息信号 m(t) 也称基带调制信号, c o s w c t cosw_ct coswct 为载波, h(t) 为 滤波器的冲击响应, s m ( t ) s_m(t) sm(t) 是幅度已调信号。则幅度调制的时域表达式为

            s m ( t ) = [ m ( t ) c o s w c t ] ∗ h ( t ) s_m(t)=[m(t)cosw_ct]*h(t) sm(t)=[m(t)coswct]h(t)

    频域表达式为

            S m ( w ) = 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] H ( w ) S_m(w)=\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)]H(w) Sm(w)=21[M(w+wc)+M(wwc)]H(w)

    只要适当选择滤波器的特性,则可得到以下几种幅度调制,AM、DSB、SSB、VSB,他们之间的关系如下图所示。若m(t) 是确知信号,可用傅氏变换 M ( w ) M(w) M(w) 进行谱分析,若是随机信号,则需要通过功率谱 H ( w ) H(w) H(w) 来描述。
    在这里插入图片描述

    2.3、常规调幅 AM(Amplitude Modulation)

    2.3.1、AM-调幅

        对于均值为0的消息信号m(t),外加直流偏置 A 0 A_0 A0,得到 A 0 + m ( t ) A_0+m(t) A0+m(t),然后与载波相乘即可得到AM信号。
    AM信号的产生过程
    对应调制器的模型为
    在这里插入图片描述
        当满足 信息信号的最大值不超过直流偏置 时,即 ∣ m ( t ) ∣ m a x ≤ A 0 |m(t)|_{max} ≤ A_0 m(t)maxA0 时,AM波的包络正比于信息信号的变换规律。AM的时间表达式分为 载波项+边带项,可记为

            s A M ( t ) = [ A 0 + m ( t ) ] c o s w c t = A 0 c o s w c t + m ( t ) c o s w c t s_AM(t)=[A_0+m(t)]cosw_ct=A_0cosw_ct+m(t)cosw_ct sAM(t)=[A0+m(t)]coswct=A0coswct+m(t)coswct

    注意,基带信号中的 A 0 A_0 A0 为直流分量,调制后的 A 0 A_0 A0 为载波幅度。对时间表达式进行傅里叶变换,可以得到AM信号的频谱

            A A M ( w ) = π A 0 [ δ ( w + w c ) + δ ( w − w c ) ] + 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] A_{AM}(w)=\pi A_0[\delta (w+w_c)+\delta (w-w_c)]+\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)] AAM(w)=πA0[δ(w+wc)+δ(wwc)]+21[M(w+wc)+M(wwc)]

    相应的AM波形和时间频谱,如下所示

    在这里插入图片描述

    可见,

    • 时域波形相乘( [ A 0 + m ( t ) ] c o s w c t [A_0+m(t)]cosw_ct [A0+m(t)]coswct)对应频域频谱卷积。
    • 从频谱上看,由载波分量,上边带(USB)、下边带(LSB)三部分组成。下边带是上边带的镜像。可见 AM是含有载波分量的双边带信号。传输带宽是基带信号带宽的两倍 B A M = 2 f H B_{AM}=2f_H BAM=2fH , B 基 = w H 2 π = f H B_基=\frac{w_H}{2\pi}=f_H B=2πwH=fH 。且已调信号中载波分量是基带信号中的直流分量的搬移,边带谱是消息信号谱的搬移,搬移过程中谱的结构没有发生变化。故幅度调制又称线性调制
    • 从波形来看,波形的包络正比于 m(t),这个特点使其可以采用简单的包罗检波进行解调。
    • 因为接收机简单,AM被广泛应用于中短波调幅广播。

    2.3.2、AM-包络检波器

    AM-包络检波器,可以检出AM信号( S A M ( t ) S_{AM}(t) SAM(t))的包络,隔去直流 A 0 A_0 A0即可还原原来的消息信号 m ( t ) m(t) m(t)。通常由整流器和低通滤波器组成。

    Am-包络检波器
    AM-包络检波器的特点是,简单,不需要相干载波(非相干解调)。但是,它在小信噪比时有门限效应

    2.3.3、调幅系数(调幅度)m

        调幅系数,不仅用来反映调制信号 m(t) 改变载波幅度的程度,还涉及 AM功率分配调制效率。可用以下公式来表示:

            m = ∣ m ( t ) ∣ m a x A 0 m=\frac{|m(t)|_{max}}{A_0} m=A0m(t)max

    调幅程度
    由上图可见,当 调幅系统 m<1 时,为 正常调幅状态; m=1 时为 临界状态, 称之为 满调幅(100%调幅);当 m>1 时,将会发生包络失真,称之为 过调幅

    2.3.4、AM调制效率(功率利用率)

        由 AM 信号的表达式

            S A M ( t ) = A 0 c o s w c t + m ( t ) c o s w c t S_{AM}(t)=A_0cosw_ct+m(t)cosw_ct SAM(t)=A0coswct+m(t)coswct

    计算其均方值,可得 AM 信号的功率

            P A M = A 0 2 2 + m 2 ( t ) ‾ 2 = P c + P s P_{AM}=\frac{A_0^2}{2}+\frac{\overline{m^2(t)}}{2}=P_c+P_s PAM=2A02+2m2(t)=Pc+Ps

    其中, A 0 2 2 \frac{A_0^2}{2} 2A02 是载波功率, m 2 ( t ) ‾ 2 \frac{\overline{m^2(t)}}{2} 2m2(t) 是边带功率。调制效率可以表示为:

            η A M = P s P A M = m 2 ( t ) ‾ A 0 2 + m 2 ( t ) ‾ \eta_{AM}=\frac{P_s}{P_{AM}}=\frac{\overline{m^2(t)}}{A_0^2+\overline{m^2(t)}} ηAM=PAMPs=A02+m2(t)m2(t)

    因为 ∣ m ( t ) ∣ m a x ≤ A 0 |m(t)|_{max} ≤ A_0 m(t)maxA0,故 m 2 ( t ) ‾ ≤ A 0 2 \overline{m^2(t)} ≤ A_0^2 m2(t)A02, 故调制效率 η A M ≤ 50 \eta_{AM}≤50 ηAM50% 。这意味着,分配给有用信号,即边带信号的功率很低,最多是总功率的 1/2 。因此 AM调制的功率利用率是很低的
    例,设单音正弦信号 m ( t ) = A m c o s w m t m(t)=A_mcosw_mt m(t)=Amcoswmt,其最大值是 ∣ m ( t ) ∣ m a x = A m |m(t)|_{max}=A_m m(t)max=Am,其均方值 m 2 ( t ) ‾ = A m 2 2 \overline{m^2(t)}=\frac{A^2_m}{2} m2(t)=2Am2,则其调幅系数为,

            m = ∣ m ( t ) ∣ m a x A 0 = A m A 0 m=\frac{|m(t)|_{max}}{A_0}=\frac{A_m}{A_0} m=A0m(t)max=A0Am

    其调幅效率为,
            η A M = m 2 ( t ) ‾ A 0 2 + m 2 ( t ) ‾ = A m 2 2 A 0 2 + A m 2 = m 2 2 + m 2 \eta_{AM}=\frac{\overline{m^2(t)}}{A_0^2+\overline{m^2(t)}}=\frac{A^2_m}{2A^2_0+A^2_m}=\frac{m^2}{2+m^2} ηAM=A02+m2(t)m2(t)=2A02+Am2Am2=2+m2m2

    当 m=1 时,调制效率是1/3,调制效率和调制系数的取值和消息信号的波形均有关。当消息信号 m(t) 一定时,调制系数越大,调制效率越高。但在实际中,为了避免过调幅,通常取 m = 0.3 ∼ 0.6 m=0.3\sim 0.6 m=0.30.6 。其原因,主要是载波信号 不含有用信息,但却占用大部分发射功率 P c = A 0 2 2 P_c=\frac{A^2_0}{2} Pc=2A02,从而使得 调制效率低。同时,也正是利用这种功率上的浪费,换取了解调的简单,通过包络检波的方法还原消息信号。

    2.4、双边带调制(DSB-SC)

    2.4.1、双边带调制(DSB-SC)

        抑制载波的的双边带调制,Double SideBand Suppressed Carrier(DSB-SC),可以抑制已调信号中的载波分量,等效于去掉基带信号中的直流偏置 A 0 A_0 A0 ,这种方式称为 抑制载波的的双边带调制,简称双边带调制 DSB。其调制效率可达到 100%,即发射功率都用于有用信号(边带信号),也正因于此,DSB信号的包络不正比于m(t)信号。对应模型为:

    在这里插入图片描述

    对应表达式为:

            s D S B = m ( t ) c o s w c t s_{DSB}=m(t)cosw_ct sDSB=m(t)coswct

    其中 m ( t ) ‾ = 0 \overline{m(t)}=0 m(t)=0。进行傅里叶变换后,得到其频谱为

            S D S B ( w ) = 1 2 [ M ( w + w c ) + M ( w − w c ) ] S_DSB(w)=\frac{1}{2}[M(w+w_c)+M(w-w_c)] SDSB(w)=21[M(w+wc)+M(wwc)]

    计算其均方值,得到其调制功率为:

            P D S B = m 2 ( t ) ‾ 2 = P s P_{DSB}=\frac{\overline{m^2(t)}}{2}=P_s PDSB=2m2(t)=Ps

    调制效率为:

            η D S B = P s P D S B = 100 \eta _{DSB}=\frac{P_s}{P_{DSB}}=100 ηDSB=PDSBPs=100%

    DSB 信号的波形与频谱,如下所示:
    在这里插入图片描述
    可见,

    • 从频谱上看,DSB信号与AM信号的频谱相似,都有上、下两个边带,带宽都是基带带宽的2倍, B D S B = B A M = 2 f H B_{DSB}=B_{AM}=2f_H BDSB=BAM=2fH,只是没有了载波分量,因此调制效率为100%。
    • 从时域波形上看,DSB信号在调制信号m(t)的零交点处,发生载波反相,即相位突变180度,因此DSB信号的包络不在于m(t)成正比,而AM信号的包络是正比于 m(t)的,不能采用包络检波。
      DSB常用于 SSB/VSB 的基础,调频立体声中的差信号调制。

    2.4.2、DSB相干解调

        解调是调制的逆过程,由前面部分的内容可知,调制过程为:

    • 从时域角度,消息信号m(t)(基带信号)与调制载波 c ( t ) = c o s w c t c(t)=cosw_ct c(t)=coswct 相乘得到已调信号 s m ( t ) s_m(t) sm(t)
      在这里插入图片描述
    • 从频域角度,把消息信号的谱 M ( w ) M(w) M(w),从0频处,左、右平移 ∓ w c \mp w_c wc , 即搬移到正负 w c w_c wc 处。
      在这里插入图片描述

    而解调是调制的逆过程,则需要将已调信号谱再搬回到0频处,仿照调制过程,将已调信号 s m ( t ) s_m(t) sm(t) 乘以与调制信号c(t) 同频同相的相关载波,则对应频域上,已调信号的频谱左、右平移 w c w_c wc, 即搬移到了 ± 2 w c \pm 2w_c ±2wc 和 0频处。

    调制的频谱搬移

    再经过低通滤波即可还原调制信号 m(t),这个过程就是相干解调 的设计思想。

    相干解调
    注意:调制器中的滤波器是带通,而解调器中的滤波器是低通滤波器。相干解调,要求:

    • 载波同步 c ( t ) = c o s w c t c(t)=cosw_ct c(t)=coswct,即接收端提供的本地载波与发送端的调制载波通频同相。
      故相干解调,也称为 同步检波。它不仅使用与DSB,对所有的线性调制 AM、DSB、SSB、VSB 都适用。
      例,某DSB信号 s m ( t ) = m ( t ) c o s w c t s_m(t)=m(t)cosw_ct sm(t)=m(t)coswct 与同步载波相乘,即有

    s m ( t ) ⋅ c ( t ) = m ( t ) c o s 2 w c t = m ( t ) c o s 2 w c t + 1 2 = 1 2 m ( t ) c o s 2 w c t + 1 2 m ( t ) s_m(t)\cdot c(t)=m(t)cos^2w_ct=m(t)\frac{cos2w_ct+1}{2}=\frac{1}{2}m(t)cos2w_ct+\frac{1}{2}m(t) sm(t)c(t)=m(t)cos2wct=m(t)2cos2wct+1=21m(t)cos2wct+21m(t)

    (这里用了倍角公式来化简)经过低通滤波,解调输出 调制信号 / f r a c 12 m ( t ) /frac{1}{2}m(t) /frac12m(t)。但如若接收端提供的本地载波不相干,如同频不同相,存在载波相位差,则会出现

    s m ( t ) ⋅ c ( t ) = m ( t ) c o s w c t ⋅ c o s ( w c t + φ ) = m ( t ) c o s φ + c o s ( 2 w c t + φ ) 2 = m ( t ) 2 [ c o s φ + c o s ( 2 w c t + φ ) ] s_m(t)\cdot c(t)=m(t)cosw_ct \cdot cos(w_ct+\varphi )=m(t)\frac{cos\varphi +cos(2w_ct+ \varphi )}{2}=\frac{m(t)}{2}[cos\varphi +cos(2w_ct+ \varphi )] sm(t)c(t)=m(t)coswctcos(wct+φ)=m(t)2cosφ+cos(2wct+φ)=2m(t)[cosφ+cos(2wct+φ)]

    (这里用了积化和差公式来化简)经过低通滤波器,滤掉 c o s ( 2 w c t + φ ) cos(2w_ct+ \varphi) cos(2wct+φ),输出 1 2 m ( t ) c o s φ \frac{1}{2}m(t)cos \varphi 21m(t)cosφ , 这里与调制信号相比多出一个与相位差 φ \varphi φ 有关的项,当 φ = 0 \varphi=0 φ=0,则为同步情况,反之由于 c o s φ < 1 cos \varphi <1 cosφ<1,则 解调信号的幅度会衰减 c o s φ cos \varphi cosφ,甚至可能发生失真现象,由此可知载波同步的重要性。

    2.5、单边带调制 SSB

        产生单边带最直观的方式是,先产生双边带信号 s D S B ( t ) s_{DSB}(t) sDSB(t),然后再进行边带滤波,即可得到单边带信号 s S S B ( t ) s_{SSB}(t) sSSB(t)。若边带滤波器在截止频率 f c f_c fc 处具有理想低通特性,则滤掉上边带保留下边带;若具有高通特性,则滤掉下边带保留上边带。
    在这里插入图片描述
    显然,这种方法要求,边带滤波器 H S S B ( w ) H_{SSB}(w) HSSB(w) 在载频处具有陡峭的截止特性,但是实际中滤波器的截止特性具有一定的过渡带,很难实现陡峭的截止特性,因此要求消息信号的频谱在0频附近近似为0。

    对于单音,设 m ( t ) = A m c o s w m t m(t)=A_mcosw_mt m(t)=Amcoswmt,载波 c ( t ) = c o s w c t c(t)=cosw_ct c(t)=coswct,则有双边带信号

    s D S B ( t ) = A m c o s w m t ⋅ c o s w c t = 1 2 A m c o s ( w c − w m ) + 1 2 A m c o s ( w c + w m ) s_{DSB}(t)=A_mcosw_mt \cdot cosw_ct=\frac{1}{2}A_m cos(w_c-w_m)+\frac{1}{2}A_mcos(w_c+w_m) sDSB(t)=Amcoswmtcoswct=21Amcos(wcwm)+21Amcos(wc+wm)

    其中,下边带信号

    s L S B ( t ) = 1 2 A m c o s ( w c − w m ) t = 1 2 A m c o s w m t c o s w c t + 1 2 A m s i n w m t s i n w c t s_{LSB}(t)=\frac{1}{2}A_mcos(w_c-w_m)t=\frac{1}{2}A_mcosw_mtcosw_ct+\frac{1}{2}A_msinw_mtsinw_ct sLSB(t)=21Amcos(wcwm)t=21Amcoswmtcoswct+21Amsinwmtsinwct

    这里的 A m s i n w m t A_msinw_mt Amsinwmt 是 消息信号 A m c o s w m t A_mcosw_mt Amcoswmt π 2 \frac{\pi}{2} 2π 移相,幅度保持不变,这个过程称为 希尔伯特变换。

    同理,对于上边带信号有
    s L S B ( t ) = 1 2 A m c o s ( w c + w m ) t = 1 2 A m c o s w m t c o s w c t − 1 2 A m s i n w m t s i n w c t s_{LSB}(t)=\frac{1}{2}A_mcos(w_c+w_m)t=\frac{1}{2}A_mcosw_mtcosw_ct-\frac{1}{2}A_msinw_mtsinw_ct sLSB(t)=21Amcos(wc+wm)t=21Amcoswmtcoswct21Amsinwmtsinwct

    则推广到一半形式,消息信号为 m ( t ) m(t) m(t), 对应的希尔伯特变换为 m ( t ) ^ \widehat{m(t)} m(t) ,对应的单边带表达形式为:

    s L S B ( t ) = 1 2 m ( t ) c o s w c t + 1 2 m ( t ) ^ s i n w c t U S B − \begin{matrix} s_{LSB}(t) &=\frac{1}{2}&m(t)&cosw_ct&+&\frac{1}{2}& \widehat{m(t)}& sinw_ct \\ USB& & & & - \end{matrix} sLSB(t)USB=21m(t)coswct+21m(t) sinwct

    则由此表达式,显然可以通过 项移法 产生 SSB,
    相移法产生SSB

    图中的 H h ( w ) H_h(w) Hh(w)希尔伯特变换滤波器,它实质上是一个宽带的90度移相电路,含义是把 m ( t ) m(t) m(t) 信号中的所有频率分量都相移 π 2 \frac{\pi}{2} 2π,幅度保持不变。但对于频率很低的分量,这种方法还能够实现么?

    综上,SSB信号的特点:

    • 频带利用率高,只传输一个边带。 B S S B = B A M 2 = f H B_{SSB}=\frac{B_{AM}}{2}=f_H BSSB=2BAM=fH。这使得但边带信号在频谱拥挤的通信场合,如短波通信、多路载波电话系统等场合获得广泛应用。
    • 低功耗特性,因为无需传送载波和另一边带而节省了功率。这使得单边带在移动通信系统场合得到广泛应用。
    • SSB缺点:设备较复杂,存在技术难点,也需相干解调。这就需要通过残留边带调制来解决。

    2.6、残留边带调制 VSB

        残留边带调制 VSB是介于双边带和单边带之间的折中方案。单边带存在的问题是难以实现陡峭的边带滤波特性,这里的解决方法是逐步切割、圆滑滚将,这样的滤波特性,使得另外一个边带残留了一小部分,故名 残留边带
    在这里插入图片描述

    那这里的滚将是否可以是任意的呢?我们从接收端能够无失真的恢复原来的信号,来反推出发送端调制器中残留边带滤波器的特性。
    在这里插入图片描述
    显然,若要无失真恢复消息信号 m(t), H ( w + w c ) + H ( w − w c ) H(w+w_c)+H(w-w_c) H(w+wc)+H(wwc) 需要在消息信号的频带范围内 ∣ w ∣ ≤ w H |w|≤w_H wwH 等于常数。其含义是: H ( w ) H(w) H(w) 必须满足,在载频 w c w_c wc 处具有 互补对称 特性。
    在这里插入图片描述
    VSB 滤波器的几何解释是:将具有互补对称的特性,左右平移 w c w_c wc , 叠加的结果等于常数。
    在这里插入图片描述
    VSB 的特点有:VSB仅比SSB有很小的带宽增加,但换来了简单的电路, f H < B V S B < 2 f H f_H<B_{VSB}<2f_H fH<BVSB<2fH
    VSB 适用于模拟电视广播系统中的视频信号的传输,因为视频信号的带宽较大,且具有较丰富的低频分量, B V S B = 1.25 f H B_{VSB}=1.25f_H BVSB=1.25fH,采用 VSB 即克服了单边带电路难以实现,又解决了双边带占用带宽宽的缺点

    本文为个人的学习笔记,欢迎一起学习交流。

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空空如也

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