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  • 干扰和噪声

    千次阅读 2020-03-20 10:00:03
    不同的通信系统有不同的”干扰”比如无线和移动通信系统的干扰主要有同频干扰、邻频干扰、带外干扰、互调干扰和阻塞干扰,一般可以分为小区内的干扰、小区间的干扰、不同通信制式之间的干扰、不同运营商之间的干扰、....

    论坛信息摘录:

    1、在电信系统中,常有一些独立于被传输信号、不载带信息的有害成分叠加在信号上,使通信质量受到损害,这些成分便称为“干扰”。

    在通信技术中,也常把这种有害成分统称为“噪声”。

      不同的通信系统有不同的”干扰”比如无线和移动通信系统的干扰主要有同频干扰、邻频干扰、带外干扰、互调干扰和阻塞干扰,一般可以分为小区内的干扰、小区间的干扰、不同通信制式之间的干扰、不同运营商之间的干扰、系统设备造成的干扰等。而外来电波的干扰是造成移动通信系统干扰的主要原因之一.形成干扰的基本要素有三个: 

    (1)干扰源,指产生干扰的元件、设备或信号,用数学语言描述如下:du/dt, di/dt大的地方就是干扰源。如:雷电、继电器、可控硅、电机、高频时钟等都可 能成为干扰源。 

    (2)传播路径,指干扰从干扰源传播到敏感器件的通路或媒介。典型的干扰传 播路径是通过导线的传导和空间的辐射。 

    (3)敏感器件,指容易被干扰的对象。如:A/D、D/A变换器,单片机,数字IC, 弱信号放大器等。 

    噪声有内部噪声和外部噪声之分。

        外部噪声是由外部电磁辐射引入的噪声。例如雷电、雨、雪、太阳黑子活动等自然现象造成的自然噪声,以及高频工业设备、高压输电线、电动工具、火花系统以及附近其他通信设备等人为因素引起的噪声,都属于外部噪声。

        内部噪声是指电信系统内部各级设备、电路、部件以及电子元器件等所产生的噪声。

        通常内部噪声比外部噪声的影响要大,且更难消除,因此内部噪声往往是电信系统中的主要研究对象。 

        噪声对通信所带来的影响程度,决定于信号功率和噪声功率的比值,于是便引入了“信噪比”的概念。信噪比是信号功率与噪声功率比的简称,它是度量电信系统质量可靠性的一个重要技术指标。在电信工程中,常用信号功率和噪声功率比的常用对数来表示,单位是分贝(dB)。即:信噪比(S/N)= 101g信号功率/噪声功率(dB)。 

        电信号在通过电信系统或电信设备后,往往会出现不希望有的波形变化,它使原来的信号改变了模样,这就是失真,或称之为信号“畸变”。失真,在模拟音频时代是指声音从音源转换为可听的声音过程中产生的声音的变形。到了数码音频时代,引起失真的原因变得更加复杂。不仅是硬件系统内部,由软件也会导致声音失真。然而此时的失真却更容易得到控制和利用。 

        硬件引起的失真主要是整个硬件系统信号电平调整不当所致。信号过强,则导致信 号出现削波失真。控制硬件失真得从设备的购置开始考虑,不匹配的设备连在一起必然造成系统先天不足,麻烦就大了。任何失真都是不希望产生的。例如,谐波失真扰乱了某个音调和其他音调之间的关系;互相调制失真将产生不希望有的新音调等,这些都将使通信的质量下降。

     

         干扰包括噪声干扰。噪声主要指由设备元器件引起的,如高斯白噪声。而干扰初包括噪声干扰外还包括如楼上所说的同频干扰、邻频干扰等。比如你在通话时,在一定范围内使用同一频率的另一个人的通话对你的通话就会造成造成一定的干扰。

        对于干扰来说不一定都是对信号有害的(例如人为给信号加入扰码也算是一种干扰但却是有益的),但是对于噪声,一定是对信号有害的,干扰和噪声产生的原因很多,有外部,有内部外部主要是来自发射源以外的,大到天气,地球磁场,太阳风,小到别的信号的等,内部有机器发热,电路损耗,电路产生的回路等都会对原信号有干扰从而产生噪声。

     

         我无法从学术上做太深的解释,我可以选择举个例子:当你在收听当地的无线广播的时候,由于从发送端到接受端会受到地形,建筑物等影响,幅度会受到最大影响,这属于干扰,主要来自于外界;而对于收听者使用的收音机来说解调接收后,外界干扰强烈时,会出现门限效应现象,输出信噪比会急剧恶化,伴有脉冲噪声的“咔咔”声,而这些噪声现象主要来自于内部。
    以上从通信角度进行的解释。

     

    噪声是通信过程中客观存在、无法消除的,它是在正常信号上叠加的一个随机过程,会引起信号波形失真,导致误判,对通信质量产生影响(如误码率增加)。干扰也是一类对正常通信有害的信号,如上面所说的同频干扰、互调、交调等,但是这些干扰可以采用特殊方法处理来消除或者降低影响。如处理同频干扰,可以换个频率通信这种干扰就消除了(当然通信中是不会让你随便更改频率的),也可以采用扩频,跳频等通信体制来降低干扰的影响.

     

    通信中的噪声------一般是设备内部自身产生的,如元器件、线路板、自激振荡等。

    通信中的干扰------一般指来自于设备外部的,如其他频谱、电磁辐射等等。

     

    噪声一般分为两种
    加性噪声(无论你系统做的如何先进,这个是没办法去掉的 比如设备 不可知的外界因素等等 或多或少的都会存在,属于无法消除类)
    乘性噪声(这个就是通过一定的技术手段可以解决的噪声问题了 属于可改善类)
    干扰的种类就多了,比如楼上讲的同信道干扰、相邻信道干扰、互调干扰、符号间干扰、同临频干扰 等等

    至于区分问题 两者本来就不是一个概念 所以谈区分是不恰当的:噪声能引起干扰但是干扰不一定是噪声引起的。
     

     


    在仿真中,我们只考虑高斯噪声,这是一种加性干扰。我们所说的信噪比一般是指这种噪声。
    干扰分为自干扰和外干扰,自干扰包括自己的多径干扰,会产生ISI,一般用均衡技术来对抗,也可以用多载波来避免。
    外干扰为多用户干扰,可用多用户检测算法来处理。
    衰落也是一种干扰,但为乘性干扰,一般用分集技术来对抗。我们在实际的设计中,一般考虑这些情况。

     

     

        对于电子线路中所标称的"噪声",可以概括地认为,它是对目的信号以外的所有信号的一个总称。最初人们把造成收音机这类音响设备所发出噪声的那些电子信号,称为噪声。但是,一些非目的的电子信号对电子线路造成的后果并非都和声音有关,因而,后来人们逐步扩大了噪声概念。例如,把造成视屏幕有白班呀条纹的那些电子信号也称为噪声。可能以说,电路中除目的的信号以外的一切信号,不管它对电路是否造成影响,都可称为噪声。例如,电源电压中的纹波或自激振荡,可对电路造成不良影响,使音响装置发出交流声或导致电路误动作,但有时也许并不导致上述后果。对于这种纹波或振荡,都应称为电路的一种噪声。又有某一频率>的无线电波信号,对需要接收这种信号的接收机来讲,它是正常的目的信号,而对另一接收机它就是一种非目的信号,即是噪声。在电子学中常使用干扰这个术语,有时会与噪声的概念相混淆,其实,是有区别的。噪声是一种电子信号,而干扰是指的某种效应,是由于噪声原因对电路造成的一种不良反应。而电路中存在着噪声,却不一定就有干扰。在数字电路中。往往可以用示波器观察到在正常的脉冲信号上混有一些小的尖峰脉冲是所不期望的,而是一种噪声。但由于电路特性关系,这些小尖峰脉冲还不致于使数字电路的逻辑受到影响而发生混乱,所以可以认为是没有干扰。噪声电压大到足以使电路受到干扰时,该噪声电压就称为干扰电压。而一个电路或一个器件,当它还能保持正常工作时所加的最大噪声电压,称为该电路或器件的抗干扰容限或抗扰度。一般说来,噪声很难消除,但可以设法降低噪声的强度或提高电路的抗扰度,以使噪声不致于形成干扰。
    ————————————————

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  • #资源达人分享计划#
  • 这份白皮书分两部分发布。你现在读的第一部分是关于当前关于内存干扰检测和恢复的...第一部分以ISO 26262中的内存干扰预防和恢复指南的详细介绍结束,并解释指南如何影响今天汽车微控制器和操作系统中实施的安全机制。
  • 多径效应、符号内干扰、符号间干扰ISI、ICI

    万次阅读 多人点赞 2018-11-12 15:49:58
    1、多径产生多径干扰:符号内干扰、符号间干扰 符号内干扰:OFDM符号内含有众多频率,由于信道的频率选择性,同一符号内不同频率分量到达接收端时信号衰减不一样,因此会产生误差。 ISI:符号间干扰(Symbol ...

    一、多径效应

    1、多径产生多径干扰:符号内干扰、符号间干扰

    • 符号内干扰:OFDM符号内含有众多频率,由于信道的频率选择性,同一符号内不同频率分量到达接收端时信号衰减不一样,因此会产生误差。
    • ISI:符号间干扰(Symbol Interference)。这里的ISI和之前我们挂在嘴边的码间串扰是两个不同的概念。对于某一个子载波而言,OFDM系统中提到的ISI专指因为多径传输造成的第i条路径信号对第1条路径造成的影响。并且我们认为第i条路径传送的信号相比第1条路径来讲具有最大的时延,基于这样一个事实,我们可以把ISI建模成一个简单的模型去分析,即模型中仅仅只含有第1条路径和第i条路径两路信号。   
    • ICI:信道干扰(Carrier Interference)。OFDM系统的信道就是众多频率不同但是相互正交的载波,在理论模型里面认为各个子载波相互正交,所以OFDM系统不存在ICI。但是实际的系统是存在ICI的,并且目前来看这个ICI的源头还是来自于多径。

    2、OFDM中消除多径干扰的方法

    • 符号内干扰:OFDM通过把高速率数据流进行串/并转换或者信道均衡/信道估计来消除

    • ISI:OFDM通过保护间隔来解决ISI。这个保护间隔可以填充ZP(补零)或者CP(循环前缀)或者CS(循环后缀)。
    • ISI消除原理:
    • ISI干扰图:

        上图展示的是某一个OFDM符号的两条传输路径。两条竖线就是符号周期的长度。图中第2经就是相对于第1经有最大时延的那条路径。因为有时延,致使第1条路径的第一个符号传送完毕之后紧接着传送第二个符号时,第2条路径还在传送第一个符号。图中A就是第一条路径的第一个符号完结点,而第二条路径的第一个符号却一直持续到了D点。这样一来,CD段叠加到AB段会使第一段原本第二个符号受到干扰,对于连续的多个OFDM依次按照这样的叠加循环往复造成了ISI。由此可以看到,ISI产生影响的仅仅只是最大时延那么一小段即图中CD段而已。那么CD段之前难道没有影响吗?答案是否定的,那种影响也是存在的,可以增加也可能减小。同时这也是为什么说多径传输的最大时延如果小于码元宽度我们认为多径传输基本不造成通信质量下降的原因。

        增加保护间隔后的图:

        上图仍然是有两条传输路径的OFDM符号,只不过在两个OFDM符号之间插入了保护间隔AB,DE。注意,每一条路径都会有保护间隔,第一条路径的保护间隔是AB,第二条路径的保护间隔是DE。保护间隔采用补零的措施即ZP。
        看第一径的第一个符号传送完毕之后因为有保护间隔的存在,致使第二条路径的第一个符号虽然还有一小段尾巴CD,但是CD完全处在了我第一径的保护间隔AB之内。如此,第一径经过保护间隔之后传送第二个符号BF时恰巧又碰上的是第二径的保护间隔DE。
         这样以来,我们发现插入保护间隔之后,只要这个保护间隔的长度大于信号最大时延,那么因为多径时延造成的ISI基本就可以消除。当然,实现这一理论的前提是,解调端解调信号时把保护间隔忽略掉,并不把他当成是有效信号的成分。
     

    • ICI:想要消除ICI,只能是往保护间隔里面填充CP和CS。一个一石二鸟的同时消除ISI和ICI的方法就是加入保护间隔,并且给给保护间隔填充CP或者CS。
    • ICI干扰图:(图中已经增加了保护间隔ZP已解决ISI)

    上图中因为具有延时的第二子载波和无时延的第一子载波信号同时被解调器接收到,即接收机试图对第一子载波进行解调时,具有延时的第二子载波会对此有影响,PS:由于在FFT运算时间长度内,第一子载波与带有延时的第二子载波之间的周期个数之差不再是整数(解释:因为频率发生了偏移,子载波间隔有变化,子载波不再正交了),这是由于为了解决多径效应引起的码间干扰而添加保护间隔后破坏了子载波间的正交性。同样,当接收机对第二子载波进行解调时,有时会存在来自第一子载波的干扰。

    必须承认,如果不延时的话,第二子载波和第一子载波必然正交。但是因为延时的存在,这两个载波必然不正交,因为再次对AB区间内对这两个子载波取内积运算,结果必然不为零。这便是多径导致ICI的分析过程。

    • 增加保护间隔的循环前缀后的图:

        很明显,因为具有时延的第二子载波因为在BC段补了前面DE段原因(使得FFT周期内OFDM符号的时延副本包含的波形t=周期*N),这里要明白DE段仍然是具有延时的第二子载波的当前码元形状,这样以来,可以看到第一子载波与具有延时的第二子载波在一个码元周期BD内再次完美正交。在BD段对第一子载波和具有延时的第二子载波取内积必定为零。这是因为这两个信号的内积运算完全等效于用第一子载波去和第二子载波取内积运算。这样以来,ICI基本被消除。

    • 消除ICI增加循环前缀的方法

        将每个OFDM符号的后时间中的样点复制到OFDM符号的前面。见下图。这样就可以保证在FFT周期内,OFDM符号的延时副本内包含的波形的周期个数也是整数。这样,时延小于保护间隔的时延信号就不会再解调过程中产生ICI。

    更详细的ICI介绍,参见https://blog.csdn.net/Reborn_Lee/article/details/81045108OFDM专题之子载波间干扰问题(一)by李佳姗

    3、ISI与ICI的图形表示

    • ISI:

    • ICI:

     

    本身符号s1与符号s3对应的调制子载波是相互正交的.

     

    符号s3调制频率为2f0的子载波后经过第二径发送出去,易知,二者相乘后积分不在为零,这就是说二者之间不满足正交性了。这是因为为解决多径效应引起的码间干扰而添加保护间隔后破坏了子载波间的正交性,也就是引起了子载波间的干扰。

    为解决ICI,将每个符号对应的载波后面部分(长度为保护间隔的长度)添加到该载波前面保护间隔的位置,当然原来位置处的载波还保留着。这样每个子载波在保护间隔处就变成连续的了,也就是说在保护间隔+符号时长这段时间内子载波都是连续的了。

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  • 50Hz工频干扰消除

    万次阅读 多人点赞 2012-07-21 14:09:22
    今天整理工频干扰消除算法。  我们知道,设计数字滤波器,和模拟滤波器的实质,其实就是求一组系数,逼近要求的频率响应。  模拟滤波器已经很成熟,因此,数字滤波器的设计,将S平面映射到Z平面就型。采用双线性...

         今天整理工频干扰消除算法。

         我们知道,设计数字滤波器,和模拟滤波器的实质,其实就是求一组系数,逼近要求的频率响应。

         模拟滤波器已经很成熟,因此,数字滤波器的设计,将S平面映射到Z平面就型。采用双线性变化法映射,可以避免多值映射产生的混叠现象。但这有个问题就,模拟域和数字域两者的角频率是非线性的。

        1.平滑滤波器是数字滤波中较早使用的方法,该算法简单,处理速度快,滤波效果较好,但存在明显不足,通带较窄,影响有用信号的分析,有严重削峰,设计方法略。

         然后,我们根据IIR和FIR分两大类。FIR滤波器,可以得到严格的线性相位,但它的转移函数的极点固定在原点,只能通过改变零点位置来改变性能。为了达到高的选择性,必须使用高阶。相同设计指标下,FIR滤波器的阶数是IIR滤波器的5~10倍。而IIR滤波器可以根据模拟滤波器的设计公式,数据和表格,计算量小。

        首先介绍IIR类,即两种形式的notch滤波器。

        2.陷波器  notch 滤波器

           陷波器,是IIR数字滤波器,有signal notch 滤波器,即单一频率陷波器,以及comb notch滤波器,即梳妆滤波器。

           陷波器是无限冲击响应(IIR)数字滤波器,该滤波器可以用以下常系数线性差分方程表示:

    式中: x(n)和y(n)分别为输人和输出信号序列; ai和bi为滤波器系数。

    对式(1)两边进行z变换,得到数字滤波器的传递函数为:

         

    式中: zi和pi分别为传递函数的零点和极点。

        由传递函数的零点和极点可以大致绘出频率响应图。在零点处,频率响应出现极小值;在极点处,频率响应出现极大值。因此可以根据所需频率响应配置零点和极点,然后反向设计带陷数字滤波器。

           2.1 signal notch 滤波器

               考虑一种特殊情况,若零点 在第1象限单位圆上,极点在单位圆内靠近零点的径向上。为了防止滤波器系数出现复数,必须在z平面第4象限对称位置配置相应的共轭零点 、共轭极点 。其极零图如下所示:

    这样零点、极点配置的滤波器称为单一频率陷波器,在频率ωo处出现凹陷。而把极点设置在零的的径向上距圆点的距离为l-μ处,陷波器的传递函数为:

    式(3)中μ越小,极点越靠近单位圆,则频率响应曲线凹陷越深,凹陷的宽度也越窄。当需要消除窄带干扰而不能对其他频率有衰减时,陷波器是一种去除窄带干扰的理想数字滤波器。

           当要对几个频率同时进行带陷滤波时,可以按(2)式把几个单独频率的带陷滤波器(3)式串接在一起。

           假设有一个输入,它由50Hz信号和100Hz信号组成。50Hz是一个干扰信号,要设计一个50 Hz的带陷滤波器,采样频率为500Hz。

           转移函数:

           根据极零关系,取μ = 0.001,则得到z = 0.809 + j * 0.588,z* = 0.809 - j * 0.588,p = 0.8082 + j * 0.5872,p* = 0.8082 - j * 0.5872

           代入转移函数,得到分子系数[1, 1.618, 1],分母系数[1,1.6164,0.999] 

     

           相应的差分方程:

      

     

           2.2 comb notch 滤波器

           该滤波器实际就是梳妆滤波器,解决了50Hz的K此谐波,可以用matlab直接设计。

           其次,介绍FIR滤波器,主要是带阻滤波器。也包括两种:巴特沃斯带阻,多带滤波器。

           3 带阻滤波器

           3.1多带滤波器

           multiband,属于直接型 FIR滤波器,我们可以用Matlab设计出multiband 陷波器。

           3.2巴特沃斯带阻滤波器,又称简单整系数带阻滤波器,其原理为一个全通网络,减去一个具有相同延迟和增益的窄带线性相位FIR滤波器,得到一个具有尖锐陷波特性的陷波滤波器。阻带下限截止频率fc1 = 49 Hz,阻带上限截止频率fc2 = 51 Hz,就可以消除50 Hz 的工频干扰。但这种方式,无法滤除50Hz的K此谐波。设计方法如下:

           因此,首先设计一个中心频率为50Hz的窄带带通滤波器

          

           为了保证2cosw2值为整系数,则w2只能取pi/3,pi/2,2pi/3,但我们采样率为500Hz,因此,再增加一对共轭极点。位置为w = 2pi * 50 / 500,z = e^j* 4 * pi/5处

           简单起见,先取K = 1,为了使分子分母是整系数,则M应是5的奇数倍。

           所以最终的频率响应函数为:

           式中,e的冥应该是5.不是4.

            其中心频率pi/5处,取得最大值(2p + 1),因此全通滤波器系数为2p+1,为使得通带幅值为1,则除以2p+1,最后的滤波器频率特性为:

            

             p的选取,决定阻带宽度,越大,则阻带越窄。取P= 50,则阻带1Hz,考虑到电网的活动,取p= 24,但这使得通带波纹增大,故而,增加K。

             总之:平滑滤波器,严重学峰,但速度快,可实时。

                         单一频率陷波器,相位非线性,不能保证K次谐波滤除。

                         梳妆滤波器,相位非线性

                         简单整系数带阻滤波器,不能实现实时,且当干扰频率有漂移时,效果较差。

                         多带滤波器,线性相位,阶数高。

                         还有自适应滤波器,但其计算量大,需要学习时间。

             因此,实时处理,可以考虑多带滤波器,梳妆滤波器,单一频率陷波器
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  • 在PCB中,会产生EMI的原因很多,例如:射频电流、共模准位、接地回路...对一般工程师而言,简单而清楚的描述更是重要。本文将探讨,在PCB上「电的来源」、Maxwell方程式的应用、磁通量最小化的概念。 电的来源 ...

    PCB中,会产生EMI的原因很多,例如:射频电流、共模准位、接地回路、阻抗不匹配、磁通量……等。为了掌握EMI,我们需要逐步理解这些原因和它们的影响。虽然,我们可以直接从电磁理论中,学到造成EMI现象的数学根据,但是,这是一条很辛苦、很漫长的道路。对一般工程师而言,简单而清楚的描述更是重要。本文将探讨,在PCB上「电的来源」、Maxwell方程式的应用、磁通量最小化的概念。

     

    电的来源

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  • 结合雷达探测原理分析了灾害性采空区的探测可行性,给出了采空区的雷达反射波响应特征,分析了干扰的类型,提出了压制强电磁干扰的工作方法、数据处理和解释方法。结合具体的工程实例分析,论证了压制强电磁干扰方法的...
  • 一般而言,所有局部解释方法都有一个共同的目标:可靠地(即准确地)表示要解释的函数f(例如DNN),至少可以部分的解释他们的输入和输褚的关系。 当然,这样的解释也必须是人类可以理解的才能有用。实现这一目标的...
  • 再谈符号间干扰(一)

    千次阅读 2018-06-26 23:32:25
    有这么一篇博文:通信系统之信道,这篇博文里面已经讲过符号间干扰(ISI),发生符号间干扰的原因在于信号带宽大于相干带宽,同一个意思的表达为:发送符号的周期小于最大时延扩展,具体的内容仔细看上面的那篇...
  • 超声波相关——抗干扰

    千次阅读 2019-07-25 19:32:21
    其中有一个小插曲,就是当吧写好的程序烧进去之后,运行时总是出现每次返回一个同样的比正常值小的多的数据,比如0.034cm,这明显是一个错误的数据,但是刚开始的时候,不知道为什么 总是这样,多次复位从新上电...
  • 相比传统分析方法只给出基频击穿表达式,而无法反映EFT干扰的高频特性,新模型能够反映主回路中高频寄生参数对EFT干扰特性在宽频范围内的影响,并能够解释气体击穿区继电器触点两端产生负向电压这一特殊现象。...
  • 我们还认为,无需观察到给定模式的现象就不必以减少活性-无菌混合的方式来解释,而是可以因为存在几种无菌状态而以干扰效应来理解。 特别地,对于具有不同风味的最终状态带电轻子,遵守轻子数守恒过程,而不违反...

空空如也

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干扰说一般解释