$U_{GSQ}$对共源放大电路电压放大倍数的影响

电路搭建（采用增强型MOSFET）恒流区$i_D=I_{DO}(\frac{U_{GS}}{U_{GS(th)}}-1{)}^2$

仿真分析1

采用参数扫描分析方法，设置直流电源V1为被扫描电源，节点1为输出，又源极电阻为1$\Omega$，因此节点1的输出可视为漏（源）极电流。


发现，该增强型MOSFET的开启电压$U_{GS(th)}$=2V，$I_{DO}\approx 200mA$ （$I_{DO}$是当$U_{GS}$=2$U_{GS(th)}$时的漏极电流）

仿真分析2

在$R_{g2}$分别为6M$\Omega$和6.1M$\Omega$时，采用电压表和示波器测$U_{GSQ}$、$U_{DSQ}$、$U_o$。

$R_{g2}$=$6M\Omega$时，

$U_{GSQ}$=2.137V，$U_{DSQ}$=5.555V $\Rightarrow$ $I_{DQ}\approx 0.938uA$
$U_o\approx$ 710mV

$R_{g2}$=$6.1M\Omega$时，
$U_{GSQ}$=2.107V，$U_{DSQ}$=9.254V $\Rightarrow$ $I_{DQ}\approx 0.572uA$
$U_o\approx$ 546mV

随着$R_{g2}$增大，$U_{GSQ}$减小， $I_{DQ}$减小，电压放大倍数减小
$\Rightarrow$ 调整偏置电阻，使$U_{GSQ}$增大， $I_{DQ}$增大，从而提高电压放大能力。当然要保证管子工作在恒流区，不失真，即$U_{GS}>U_{GS(th)}$，$U_{GD}<U_{GS(th)}$

理论计算

$g_m=\frac{\partial i_d}{\partial u_{GS}}$

$\Rightarrow g_m=\frac{2I_{DO}}{U_{GS(th)}}(\frac{U_{GS}}{U_{GS(th)}}-1)$

$\Rightarrow$ $g_{m1}=0.0137S;g_{m2}=0.0137S$

$\Rightarrow A_v=-g_m{R}_d||R_L$

$\Rightarrow A_{v1}=-68.5;A_{v2}=-53.5$

理论计算与实验结果比较

说明，公式的近似效果甚好，同时也说明了仿真对电路调试的实际指导意义

1.要求：

  a.增益10db  Av= 20log(Vout/Vin)     Vout/Vin  = 3;

  b.峰峰值：3Vp-p

2.管子种类不一样，IDSS不一样，2SK184GR  IDSS范围：2.6ma~6.5Ma。

• 取Id值，设计RD\RS阻值，取值条件只需满足<IDSS即可，此处为了安全起见，选择ID=1Ma.Id决定了传导率和噪声，所以设计电路从ID开始。

       RS=VS/I=2V/1Ma= 2K，   VS选择在1V以上，避免温度变化带来的偏移。

       RD=Av*Rs= 3*2K= 6K。

      功耗计算：P=(15V-1ma*2k-1ma*6k)*I=7V*1ma = 7mW.   小于2SK184GR  PD 200mW。

• 栅极偏压电路设计

      2SK184GR 传输特性曲线：

IDSS在1MA左右时，根据上图VGS范围在-0.1~0.4之间，取中间值-0.25V，然后得到VG=2v-0.25V=1.75v,R1电阻压降1.75V，R2电阻压降13.25V。因JFET 输入电阻非常大，G\S间电流几乎为0.

 R2 =20 K，R1=150K。  

Pspice 采用BC264A做仿真，仿真原理图如下：

Q:

为什么放大倍数只有2.5倍左右？排查发现S级电压增量和Vin输入电压不一样实际没有2Vp-p.红色为输入信号VIN，绿色为Vs增量。

转载文章来自：

MOSFET理解与应用：Lec 12—一篇文章搞定共源级放大电路
https://baijiahao.baidu.com/s?id=1616701539915827630&wfr=spider&for=pc

为了便于保存和引用才进行转载学习

本期内容：

共源级放大电路的偏置设计

共源级放大电路的小信号分析

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1、共源级放大器的偏置电路设计

Fig. 1

一个合适的偏置电路设计是放大器工作的前提，偏置电路需要使MOSFET工作在饱和区。如图Fig. 1，这是一个前几期讲过的MOSFET放大器的最基本电路。

① 电阻分压偏置电路

Fig. 2是一个最简单常见的偏置电路的设计，对比Fig. 1有很多不用，首先栅极没有了偏置直流电源，多了好几个电阻，多了一个电容，这些器件都有什么用呢？

Fig. 2

Fig. 1中的供电设计是复杂的，需要两种电源才能使放大器工作，这个是我们不希望的，所以Fig. 2中利用电阻的分压电路，使VDD分一部分电压给栅极提供偏置电压，大小为VDD*R2/(R1+R2)。这样整个系统就可以只用一个供电单元来提供电压，简化了设计。所以R1，R2的作用是分压，为MOSFET提供栅极开启电压。Fig. 2 中的R0为小信号源的内阻，这个内阻在实际电路设计中是必须要考虑的，比如要放大的信号时麦克风信号，那R0就表示麦克风的内阻。Fig. 2 中的C0为一个隔直电容，作用是防止前级直流信号对后级偏置电压的影响。只有交流信号能够通过后级电路进行放大。但是电容对于MOSFET器件来说是一个非常大的器件，增加一个电容会占用芯片很大一块位置，所以尽量避免使用电容，如图Fig. 3有两级放大电路，如果前一级的输出Vx的直流部分正好可以作为后级的直流偏置，则不需要加电容和分压电阻。

Fig. 3

选择合适的R0，R1，RD才能使MOSFET工作在饱和区，使其具有放大作用。下期讲介绍一个实际的例子来说明这些电阻应该如何选取，大概的量级是多少。

② 自偏置电路

Fig. 4是一个自偏置电路的设计，此时，通过RF的电流为零，RF两边的电压相等，MOSFET的漏极电压和栅极电压相等，都等于VDD-I_D * R_D。

Fig. 4

自偏置电路的好处是它对MOSFET的截止电压的敏感性弱，因为工艺的公差会导致两片晶圆片的阈值电压不可能完全相等，比如晶圆片A的阈值电压为V_TH，A，晶圆片B的阈值电压为V_TH，B，如下图Fig. 5，如果用电阻分压方法来提供栅极的偏置电压，则相同的V_GS在两个晶圆片上得到的漏极电流是不同的，这就会导致两片晶圆片做出来的放大器的放大倍数不相同。

Fig. 5

但如果用Fig. 4的自偏压电路，V_TH上升会导致I_D下降，I_D下降会导致V_{GS}上升，V_{GS}上升又会导致I_D上升，这个电路有个自反馈的过程在，所以他对V_TH的变化敏感性不高，在一定程度上晶圆片的公差不过过大的影响放大器的性能。

共源级放大电路的偏置部分就介绍这两种，其他种类的偏置电路大同小异。

2、共源级放大电路的小信号分析

放大电路的小信号分析主要考虑三个参数，放大倍数、输入阻抗和输出阻抗，这三个参数直接影响实际电路中的小信号放大倍数。我们以电阻分压偏置电路Fig. 2为例进行计算这三个参数。这里主要运用MOSFET的小信号电路模型和输入阻抗和输出阻抗的概念。不清楚的请查看。MOSFET理解与应用：Lec 9—NMOS、PMOS小信号电路模型总结、MOSFET理解与应用：Lec 10—输入阻抗和输出阻抗的概念。

Fig. 6

如图Fig. 6，为电阻分压偏置电路的小信号电路模型，这里只是将Lec 9 中的模型替换了MOSFET器件，是不是超级简单。通过这个电路图可以求出：

从这个式子可以看出要使放大倍数提高，需要R1||R2远大于R0。这也是偏置电路设计时需要注意的一点。

总结一下：偏置电路是设计是为了放大器能够正常工作，使MOSFET工作在饱和区，同时引入的器件如电阻也会影响MOSFET的放大倍数。然后利用小信号模型求出具体的放大倍数，输入输出阻抗这三个变量。