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  • 下面通过实验的角度来测量一下,不同的整流形式以及滤波形式对于负载阻抗的影响。 研究不同整流对应负载阻抗的影响,对于设计无线充电系统进行阻抗选择具有支撑作用。 由于整流环节是一个非线性过程,.

     

    01 整流负载对应的阻抗


    1.为什么研究整流负载的阻抗?

      将交流信号通过整流形成直流脉动信号之后,输送到阻性负载。对于信号源来说,整流所对应的电阻与实际电阻负载之间就有了区别。这其中影响因素:

    • 整流的形式: 半波整流,全波整流,倍压整流;
    • 负载是否平波的电容或者电感等因素;

    ▲ 不同的信号整流形式

    ▲ 不同的信号整流形式

      下面通过实验的角度来测量一下,不同的整流形式以及滤波形式对于负载阻抗的影响。

      研究不同整流对应负载阻抗的影响,对于设计无线充电系统进行阻抗选择具有支撑作用。

      由于整流环节是一个非线性过程,所以这里对应的阻抗只能是与实际电阻所对应的等效形式。如果将二极管近似成理想的开关,本质上不同负载下的对应的输出波形以及负载等效电阻是可以通过理论和仿真来分析的。

      下面仅仅是通过实验来大体总结一些对应的基本规律。

    2.测量方案

      利用 DG1062信号源输出阻抗测量 中给出的DG1062Z的输出阻抗测量结果,直接将DG1062Z的输出施加在不同的整流负载 上,通过测量由于负载所引起的输出电压有效值的变化,得到负载对应的等效阻抗值。

      假设信号源的内阻R0= 50欧姆;在没有施加整流环节负载的情况下,测量输出电压为U0。当加入整流环节之后,输出电压变为U1。那么整流环节等效的负载阻抗为:

    RL=U1R0U0U1R_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }}

    ▲ 测量方案

    ▲ 测量方案

     

    02 实验过程


      将 DG1062信号源输出阻抗测量 正弦输出输出设置:

    • 输出模式:负载50欧姆;
    • 输出信号峰峰值:5V
    • 波形sin,频率100kHz。

    ▲ DG1062Z输出信号波形

    ▲ DG1062Z输出信号波形

      实际上DG1062输出的波形峰峰值为10V,对应信号有效值为:Vrms=52=3.5355VV_{rms} = {5 \over {\sqrt 2 }} = 3.5355V

      使用DM3068数字万用表测量实际数值:U0=3.573VU_0 = 3.573V

    1.倍压整流

      使用两个肖特基(10A40V)组成倍压整流,耦合电容为0.1uF。如下图所示。

    ▲ 倍压整流

    ▲ 倍压整流

      利用电阻箱作为负载,电阻设置为100欧姆。

    (1)没有滤波电容

      接入电路后,测量电压U1=1.988V

    ▲ DG1062Z输出信号波形

    ▲ DG1062Z输出信号波形

      等效负载阻抗:
    RL=U1R0U0U1=1.988×503.5731.988=62.71ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{1.988 \times 50} \over {3.573 - 1.988}} = 62.71\Omega

    (2)有滤波电容

      接入电路后,信号源的电压U1=1.530V

    ▲ DG1062Z输出信号波形

    ▲ DG1062Z输出信号波形

      计算负载的等效电阻:
    RL=U1R0U0U1=1.53×503.5731.53=37.44ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{1.53 \times 50} \over {3.573 - 1.53}} = 37.44\Omega

    2.半波整流

      在上面的全波整流的基础上,将耦合电容C0,以及其中的一个二极管去掉,直接使用一个肖特基二极管进行整流。

    (1)没有滤波电容

      接入负载之后,信号源的输出幅值为:U1 = 3.03V

    ▲ DG1062输出信号波形

    ▲ DG1062输出信号波形

      负载的阻抗为:
    RL=U1R0U0U1=3.03×503.5733.03=279ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{3.03 \times 50} \over {3.573 - 3.03}} = 279\Omega

    (2)有滤波电容

      接入负载之后,信号源的输出:U1=2.693V

    ▲ DG1062输出信号波形

    ▲ DG1062输出信号波形

      整流负载的阻抗:

    RL=U1R0U0U1=2.693×503.5732.693=153.01ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{2.693 \times 50} \over {3.573 - 2.693}} = 153.01\,\Omega

    3.桥整流

      利用 粘贴铜箔简易实验电路制作 制作基于四个肖特基桥全波整流电路。使用同样的电阻箱作为负载,进行负载等效实验。

    ▲ 桥整流实验电路

    ▲ 桥整流实验电路

    (1)无滤波电容

      当负载接入后,信号源的输出电压变为:U1=2.558V。

    ▲ DG1062输出信号

    ▲ DG1062输出信号

      负载等效电阻为:
    RL=U1R0U0U1=2.558×503.5732.558=126  ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{2.558 \times 50} \over {3.573 - 2.558}} = 126\,\,\Omega

    (2)有滤波电容

      当负载接入后,信号源的输出电压变为:U1=2.324V。

    ▲ DG1062输出波形

    ▲ DG1062输出波形

      负载等效电阻:
    RL=U1R0U0U1=2.324×503.5732.324=93.03  ΩR_L = {{U_1 R_0 } \over {U_0 - U_1 }} = {{2.324 \times 50} \over {3.573 - 2.324}} = 93.03\,\,\Omega

     

    ▌结论


      通过实际测试,对于DG1062Z信号源输出的100kHz的正弦波高频整流电路,对于不同的整流形式测试了负载等效的阻抗。作为整流后直流负载统一使用100欧姆电阻。

    负载形式 等效电阻
    半波整流,无滤波电容 279Ω
    半波整流,有滤波电容 153Ω
    倍压整流,无滤波电容 62.71Ω
    倍压整流,有滤波电容 37.44Ω
    桥整流,无滤波电容 126Ω
    桥整流,有滤波电容 93.03Ω

      从上面测量结果来看,在相同的直流负载下,倍压整流对应的负载电阻最小,约为负载电阻的一半;半波整流的电阻最大,约为直流负载的一倍;桥整流的等效负载阻抗与直流电阻相仿。

      增加滤波电容后,等效的电阻都下降,都与半波整流、倍压整流,赞快大约下降了50%;对于全波整流,阻抗大约下降了30%。

    ■ 相关文献链接:

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    南昌市某铁路项目使用设备:RSM-PRT(N)基桩低应变检测仪

    低应变检测现场的实测信号会受到一些因素的影响,以下针对几点主要因素进行分析讲解:

    1. 电缆线长度对测量加速度的影响

    一般来说,电缆线越长则其电感、电容越大,影响电荷放电时间,故电缆线过长,加速度信号有可能失真,反向过冲往往较大。

    2. 脉冲频率或滤波频率较低对浅部及桩身阻抗变化分析的影响

    当桩身浅部阻抗发生变化,其反射波的频率较高。若桩身深部也存在阻抗变化,其反射波在桩底面反射后经浅部阻抗变化处又会产生反射。当脉冲频率或滤波频率较低时,高频反射波部分会丢失,导致实测信号失真。对浅部有缩径深部有扩径现象的桩,当脉冲频率及滤波频率较高时,可以清楚地反映出浅部反射波,当脉冲频率或滤波频率较低时,浅部缩径同相反射波丢失,在入射脉冲之后出现一较大的反向,深部扩径处反射波之前却出现较大的同相,这样,在分析时容易出错。对浅部有扩径深部有缩径现象的桩,当脉冲频率及滤波频率较高时,浅部扩径产生多次反射,相邻反射波相位相反呈振荡状,但当脉冲频率或滤波频率较低时,则入射脉冲之后出现一同相反射波,容易误判成缩径。

    3. 垫层对低应变检测的影响

    当桩头与垫层相连时,相当于桩头处存在很大的截面阻抗变化,对测试信号会产生影响,故检测时最好将垫层与桩体切开。

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    4. 桩间距对检测的影响

    当邻近桩与试桩间距大于2倍以上桩径时,邻桩对试桩检测影响较小。当邻桩与试桩间距只有5cm~10cm时,桩之间相互作用对检测影响较大,此时,在锤击脉冲之后会紧跟一个较大低频反相反射波,该反射波二次反射与锤击脉冲同相,不能认为同相信号是由缩径或夹泥、离析反射而致。

    5. 低频振荡衰弱对信号的影响

    当传感器安装正常时,检测信号呈低频振荡有以下几种可能:

    (1)桩顶附近断裂,应力波在断裂处会多次反射,同时还会引起断裂部分振动,振动相当于弹簧、阻尼壶、质量块系统振动;

    (2)桩顶至以下一段距离混凝土疏松、强度较低,应力波传播至正常混凝土时就会产生反射,反射波信号与入射波信号反相,反射波信号二次反射后,与入射波信号同相,这样,相邻反射波相位相反,检测信号也就变成振荡衰减信号。桩面混凝土强度低,激振信号频率也较低,因此,振荡信号频率也较低,根据第一次反射波到时,可预估桩顶至正常混凝土处的距离。

    6. 桩的长径比的影响

    桩底反射波能量的强弱除了与桩侧桩土相互作用、桩底土阻抗与桩身波阻抗之比、锤击能量等有关外,还与桩长径比有关。在同样桩长及桩土体系下,桩长径比越小,则桩底反射能量越强,也即在桩长一定条件下,桩径越大,桩底反射能量越强。桩长径比相同,要达到同样的桩底反射,则桩径小的桩,桩长应小。

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  • 目前绝大部分GPS天线为右旋极化陶瓷介质,其组成部分为:陶瓷天线、低噪音信号模块、线缆、接头。... 线缆的选择也要以降低反射为标准,保证阻抗的匹配。 影响GPS天线性能的主要是以下几个方面:  1、陶...

     

        目前绝大部分GPS天线为右旋极化陶瓷介质,其组成部分为:陶瓷天线、低噪音信号模块、线缆、接头。

        其中陶瓷天线也叫无源天线、介质天线、PATCH,它是GPS天线的核心技术所在。一个GPS天线的信号接受能力,大部分取决与其陶瓷部分的成分配料如何。
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      低噪声信号模块也称为LNA,是将信号进行放大和滤波的部分。其元器件选择也很重要,否则会加大GPS信号的反射损耗,以及造成噪音过大。
      线缆的选择也要以降低反射为标准,保证阻抗的匹配。

    影响GPS天线性能的主要是以下几个方面:
      1、陶瓷片:陶瓷粉末的好坏以及烧结工艺直接影响它的性能。现市面使用的陶瓷片主要是25×25、18×18、15×15、12×12。陶瓷片面积越大,介电常数越大,其共振频率越高,接受效果越好。陶瓷片大多是正方形设计,是为了保证在XY方向上共振基本一致,从而达到均匀收星的效果。
      2、银层:陶瓷天线表面银层可以影响天线共振频率。理想的GPS陶瓷片频点准确落在1575.42MHz,但天线频点非常容易受到周边环境影响,特别是装配在整机内,必须通过调整银面涂层外形,来调节频点重新保持在1575.42MHz。因此GPS整机厂家在采购天线时一定要配合天线厂家,提供整机样品进行测试。
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      3、馈点:陶瓷天线通过馈点收集共振信号并发送至后端。由于天线阻抗匹配的原因,馈点一般不是在天线的正中央,而是在XY方向上做微小调整。这样的阻抗匹配方法简单而且没有增加成本。仅在单轴方向上移动称为单偏天线,在两轴均做移动称为双偏。
      4、放大电路:承载陶瓷天线的PCB形状及面积。由于GPS有触地反弹的特性,当背景是7cm×7cm无间断大地时,patch天线的效能可以发挥到极致。虽然受外观结构等因素制约,但尽量保持相当的面积且形状均匀。放大电路增益的选择必须配合后端LNA增益。Sirf的GSC3F要求信号输入前总增益不得超过29dB,否则信号过饱和会产生自激。
      GPS天线有四个重要参数:增益(Gain)、驻波(VSWR)、噪声系数(Noise figure)、轴比(Axial ratio)。其中特别强调轴比,它是衡量整机对不同方向的信号增益差异性的重要指标。由于卫星是随机分布在半球天空上,所以保证天线在各个方向均有相近的敏感度是非常重要的。轴比受到天线性能、外观结构、整机内部电路及EMI等影响。

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    信号在传输的过程中,往往不是标准的矩形波信号,尤其在高速信号中,保证信号的完整性是十分重要的,影响信号完整性最主要的因素之一,就是阻抗不匹配,通常表现在传输线上,而阻抗不匹配直接导致信号的反射,反射信号与原始信号叠加,就会产生过冲、回沟、台阶等信号完整性问题。本文将主要对因传输线阻抗不匹配导致信号产生过冲(上冲overshoot、下冲undershoot)进行深度分析,并提出部分可行的解决方案。

    一、过冲的定义

    过冲是振铃的一部分,信号电平发生跳变后,第一个峰值电压或谷值电压超过设定的标准电压,主要表现为一个尖端脉冲。

    一般描述过冲的影响,主要考虑:过冲的最大幅值、过冲的持续时间、过冲的发生频率这三个要素。

    二、过冲和振铃的危害

    1、当过冲幅值较大或持续时间较长时,可能回导致电路元器件的失效;

    2、振铃产生的电压波动,可能回多次跨越逻辑电平的电压阈值,造成接收端的误判

    三、过冲产生原因

    本质原因是:传输线阻抗不匹配造成信号的反射,多个反射信号和原信号叠加导致过冲和振铃。

    1、反射及反射系数

    如下图所示,设区域1阻抗为Z1,区域2阻抗为Z2,信号经过两个阻抗不同的区域,在交界处A处,电压和电流不能产生突变(若电压不连续,将产生无穷大的电场;若电流不连续,将产生无穷大的磁场)。
    在这里插入图片描述

    若Z1 ≠ Z2,则关系式 V1 =I1 ×Z1 ; V2 =I2 ×Z2 无法同时满足电压和电流连续的条件V1 = V2,I1 = I2 ,故只能从电磁波反射的角度进行分析,如下所示。
      信号由区域1往区域2传输的过程中,入射(incident)信号、反射信号(reflect)、传输信号(transfer)分别如下图表示:

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    分界面两侧的电压相等,有 Vinc + Vref = Vtra ;

    分界面两侧的电流相等,有Iinc - Iref = Itra ;

    再有 Iinc × Z1 = Vinc ;Iref × Z1 = Vref ;Itra × Z1 = Vtra ;

    由以上5个等式可以推导得出:
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    2、建立传输模型

    在这里插入图片描述

    一般理想情况下,末端接收端的输入阻抗无穷大,源端输出端的输出阻抗趋近于0。设源端串接的匹配电阻阻抗为Rs,传输线(即PCB走线)阻抗为Rz。

    信号在线上由A往B传送时,在B点信号的反射系数为1,即全反射;

    由B往A传送时,在A点信号的反射系数为 (Rs-Rz)/(Rs+Rz)。

    3、展开时间轴,计算实时反射波形

    下面举个栗子

    设传输线阻抗Rz=30Ω,源端串接的匹配电阻Rs=10Ω,则传输线左端A点反射系数为 (10 - 30)/(10 + 30) = -0.5,右端B点反射系数为 (+∞ - 30)/(+∞ + 30) = 1。

    设初始状态都为低电平0.0V,T0时刻源端跳变为3.3V,发送逻辑高电平信号,末端B点的电压变化如下。
    在这里插入图片描述

    T1时刻,由于电阻分压,传输线左端A点电压为3.3*30/(10+40)=2.475V,抽象理解为T1时刻有一个+2.475V的信号在传输线上向B点传播;

    T2时刻,该信号在B点产生全反射(反射系数为1),T2时刻B点电压为原始信号、入射信号、反射信号的叠加,即0+2.475+2.475 = 4.95V;

    T3时刻,末端的一次反射信号到达A点,由于阻抗不匹配,反射电压为2.475 * (-0.5)=-1.2375V,此时A点电压也为原始信号、入射信号、反射信号的叠加;

    T4时刻,源端的一次反射信号到达B点,同理计算末端B点电压为4.95-1.2375-1.2375 = 2.475V;

    T5时刻,末端的二次反射信号到达A点…

    T6时刻,源端的二次反射信号达到B点,如上图所示计算B点电压为 3.7125V

    在理想情况(无损传输)下,信号会在传输线A、B两端无休止的反射振荡,反射电压的幅值越来越趋近于0,在实际中信号在传输过程中有衰减,最终趋于稳态。

    下面我计算了约50多个数据,反应末端B点的电压变化,如下图所示:(左图为理论数据计算作图,右图为示波器测得实际波形)

    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    由以上理论推导和数据可知,当源端信号发生跳变后,由于阻抗不匹配,末端会产生多个超过或低于期望电平的脉冲,这就是振铃现象,第一个脉冲就是过冲。

    在下写了一小段C语言代码用于生成数据,copy到excel绘制散点图,代码如下:

    #include <stdio.h>
    #define DataNum 100    //100个数据模拟波形
    #define StartNum 30    //30个起始数据,方便对比
    int main()
    {
        //系统初始条件,参数可改
        float SourceRes=10.0;//源端电阻
        float LineRes=30.0;//传输线电阻
        float StartVoltage=0.0;//初始电平
        float TailVoltage=3.3;//跳变后电平
    
        float ReflectTail = 1.0;//末端反射系数,    假设接收端输入阻抗无穷大,为全反射
        float ReflectSource;//源端反射系数
        float StartTransferVoltage;
        float VoltageReflectSource;
        float OutputData[DataNum]={0};
        int i,j;
        ReflectSource = (SourceRes-LineRes)/(SourceRes+LineRes);//计算源端反射系数
        VoltageReflectSource = (TailVoltage-StartVoltage)*LineRes/(SourceRes+LineRes);//计算传输线起始端电压
    
        for(i=0;i<StartNum;i++)//添加初始数据
            OutputData[i]=StartVoltage;
        for(;i<DataNum;i++)//开始计算保存数据
        {
            OutputData[i] = OutputData[i-1] + (VoltageReflectSource + VoltageReflectSource*ReflectTail);
            VoltageReflectSource *= (ReflectSource*ReflectTail);
        }
        for(j=0;j<DataNum;j++)//输出数据用于Excel绘图
            printf("%f\r\n",OutputData[j]);
        system("pause");
        return 0;
    }
    

    4、改变阻抗匹配条件对比分析波形

    通过改变源端匹配电阻 Rs 的阻值,得到如下一部分模拟数据
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述

    可以发现,当源端电阻小于传输线电阻时,信号变化比较快(上升时间较短),但是会伴随着过冲的产生,影响信号的完整性;

    当源端电阻大于传输线电阻时,信号上升相对比较平缓,能有效解决过冲问题,但是增大了上升时间,限制了信号的传输速度;

    只有当源端电阻和传输线电阻相等时(即阻抗匹配状态),信号质量最接近理想状态。

    注:当源端电平发生由1到0的负跳变时,分析方法同上,这里不再重复阐述,用于生成模拟数据的代码仍然可用

    四、解决方案

    1、减小驱动端的输出电流

    2、端接电阻进行阻抗匹配,本质上是消除信号路径端点的阻抗突变

    大多数情况下在源端串联一个匹配电阻,使传输线阻抗与源端阻抗匹配,在PCB走线时,该电阻尽可能靠近源端器件的输出管脚;

    也有部分情况在末端并联一个匹配电阻到电源或地,以消除信号在末端的一次反射,但这种方式增大了电路的功耗,一般不建议采用;

    3、增加TVS二极管限制峰值

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影响波阻抗的因素