电路功能与优势
许多应用都要求通过高分辨率、差分输入ADC来转换单端模拟信号，无论是双极性还是单极性信号。本直流耦合电路可将单端输入信号转换为差分信号，适合驱动PulSAR系列ADC中的18位、1 MSPS器件AD7982。该电路采用单端转差分驱动器ADA4941-1 和超低噪声5.0 V基准电压源ADR435 ，可以接受许多类型的单端输入信号，包括高压至低压范围内的双极性或单极性信号。
整个电路均保持直接耦合。如果需要重点考虑电路板空间，可以采用小封装产品，图1所示的所有IC均可提供3 mm &TImes; 3 mm LFCSP或3 mm &TImes; 5 mm MSOP小型封装。
图1：单端转差分直流耦合驱动器电路(原理示意图)
电路描述
AD7982的差分输入电压范围由REF引脚上的电压设置。当VREF = 5 V时，差分输入电压范围为 ±VREF = ±5 V。从单端源VIN到ADA4941-1的OUTP的电压增益(或衰减)由R2与R1之比设置。R2与R1之比应等于VREF 与输入电压峰峰值VIN之比。当单端输入电压峰峰值为10 V且 VREF = 5 V时，R2与R1之比应为0.5。OUTN上的信号为OUTP信号的反相。R1的绝对值决定电路的输入阻抗。反馈电容CF根据所需的信号带宽选择，后者约为1/(2πR2CF)。20 Ω电阻与2.7 nF电容构成3 MHz单极点低通噪声滤波器。电阻R3和R4设置AD7982的IN？输入端的共模电压。
此共模电压值等于VOFFSET2 &TImes; (1 + R2/R1)，其中VOFFSET2 = VREF &TImes; R3/(R3 + R4)。电阻R5和R6设置ADC的IN+输入端的共模电压。此电压等于VOFFSET1 = VREF × R5/(R5 + R6)。ADC的共模电压(等于VOFFSET1)应接近VREF/2，这意味着R5 = R6。表1列出了适合常用输入电压范围的一些标准1%允许电阻值。
表1：适合常用输入电压范围的电路值和电压
请注意，ADA4941-1采用+7 V和？2 V电源供电。由于各路输出的摆幅必须达到0 V至+5 V，因此正电源电压应比+5 V高数百毫伏，负电源电压应比0 V低数百毫伏。本电路选择+7 V和？2 V的电源电压。+7 V电源还能提供足够的裕量，为ADR435供电。只要ADA4941-1上的绝对最大值总电源电压不超过12 V，并且满足ADR435的裕量要求，则也可以使用其它电压。
AD7982需要一个 +2.5 V supply for VDD电源以及一个VIO 电源(图1未显示)，后者的电压可以在1.8 V至5 V之间，取决于I/O逻辑接口电平。
本电路对电源时序不敏感。在瞬间过压条件下，AD7982输入端可以承受最高±130 mA的电流。
AD7982 SPI兼容串行接口(图1未显示)能够利用SDI输入，将几个ADC以菊花链形式连接到单个三线式总线上，并提供一个可选的忙闲指示。采用独立电源VIO时，该器件与1.8V、2.5V、3V和5V逻辑兼容。
为了使本文所讨论的电路达到理想的性能，必须采用出色的布线、接地和去耦技术。至少应采用四层PCB：一个接地层、一个电源层和两个信号层。
所有IC电源引脚都必须采用0.01 μF至0.1 μF低电感、多层陶瓷电容(MLCC)对接地层去耦(为简明起见，图1未显示)，并应遵循“了解更多信息”部分所引用IC的各数据手册中提出的建议。
有关推荐的布线方式和关键器件位置，应参考产品*估板。请在器件的产品主页上查看(见“了解更多信息”部分)。
常见变化
ADR43x 系列基准电压源可以提供与ADC接口的各种不同基准电压值。

前言：AD转换就是模拟信号到数字信号的转换。顾名思义，就是把模拟信号转换成数字信号，其是数字信号处理等电路中经常用到的芯片，类似于是电路的“前端”。

 

一、AD 转换原理

我们想要了解一个器件，最好先掌握其大致原理。A/D转换器（ADC）是通过一定的电路将模拟量转变为数字量。模拟量包含：

（1）电压、电流等电信号；

（2）压力、温度、湿度、位移、声音等非电信号。但这些非电信号必须经各种传感器将其转换成电压信号。

目前，各个芯片厂商研发出了几种AD转换的方法，主要包括积分型、逐次逼近型、并行比较型/串并行型、Σ-Δ调制型、压频变换型。

（1）积分型

积分型ADC是一种通过使用积分器将未知的输入电压转换成数字表示的一种模-数转换器。在它最基本的实现中，这个未知的输入电压是被施加在积分器的输入端，并且持续一个固定的时间段（所谓的上升阶段）。然后用一个已知的反向电压施加到积分器，这样持续到积分器输出归零（所谓的下降阶段）。这样，输入电压Vin的计算结果实际是参考电压Vref的一个函数，定时上升阶段时间和测得的下降阶段时间。

 

具体来说，积分ADC是Q=CV=it的最直接的诠释。将被测电压Vin通过积分电阻R等比变换为电流i，并对电容C充电，直至电容两端电压达到Vref，充电时间为Tc，则i=-C·Vref/Tc，或者Vin反比于Tc。



对于实际电路，积分ADC还具有一项问题，根据i=CVref/Tc，与i成比例的Vin不仅与Tc成反比，而且与C成正比。如果C变化，ADC的转换结果会成比例变化，从而造成单斜积分ADC对元件的强烈依赖性。

 

除聚四氟乙烯介质外，几乎没有电容介质的介电常数具有理想的温度系数，即使使用聚四氟乙烯材料，其温漂仍很明显。实际的单斜积分ADC可通过测量Vref将电容的变化去除，但需要更长的测量时间，从而限制测量速度。

 

实际上，电容的介质损耗才是更为棘手的因素，而且是所有积分型ADC无法回避的问题。对于电容而言，容量越小，电容参数越灵活，越易于控制介质损耗。但为获得足够的分辨率，尤其考虑积分时间t与Vin的反比关系，单斜积分ADC必须使用容量巨大的电容，因此电容的介质损耗在单斜积分ADC中尤其显著。

 

（2）逐次逼近型

逐次逼近型ADC由比较器、电阻分压网络和若干控制逻辑电路构成。原理是将一个等值电阻串放置在参考电压Vref和地之间，每个电阻端点电压都由开关引出，作为分段参考电压，用过开关控制，就可以按照二进制搜索算法，将相应分段参考电压送到比较器。逐次逼近型ADC控制信号线数量庞大，N为DAC需要2^N条单独的开关控制信号线，因此常常使用开关树的结构。如下图所示：



 

简单说来，逐次逼近型ADC就是通过不停地切换分压电阻网络的开关来逐次比较输入电压与参考电压的大小关系，因此逐次逼近型ADC转换速度受到很大限制。

（3）sigma-delta（∑-Δ）型

Sigma-Delta ADC是一种目前使用最为普遍的高精度ADC结构，在精度达到20位以上的场合，Sigma-Delta是必选的结构。通过采用过采样、噪声整形以及数字滤波技术，降低对模拟电路的设计要求，实现了其他类型的ADC无法达到的高精度和低功耗。

 

Sigma-Delta ADC的运作过程，就是把待测信号Vin与参考电压(±Vref)之间的差值进行不断的累积并通过反馈令这个差值趋于零。实质上ADC就是除法器。

　　Dout=(Vin/Vref) * 2^n

一个分辨率为n位的ADC完成了一个以Vref为除数的除法，并且把结果用n位二进制数来表达。

 

Sigma-Delta最终实现的，与所有的ADC一样，就是完成除法。模拟集成电路中除法器是不可实现的，但是模拟电路可以非常好的实现加法和减法(用运放及模拟开关对电容进行充放电)。Sigma-Delta ADC正是用加法和减法去实现除法的一种方式。

 

具体来说，如图2所示，Delta-Sigma ADC的工作原理是由差动器、积分器和比较器构成调制器，它们一起构成一个反馈环路。调制器以大大高于模拟输入信号带宽的速率运行，以便提供过采样。模拟输入与反馈信号(误差信号)进行差动(delta)比较。该比较产生的差动输出馈送到积分器(sigma)中。然后将积分器的输出馈送到比较器中。比较器的输出同时将反馈信号(误差信号)传送到差动器，而自身被馈送到数字滤波器中。



这种反馈环路的目的是使反馈信号(误差信号)趋于零。比较器输出的结果就是1/0流。该流如果1密度较高，则意味着模拟输入电压较高;反之，0密度较高，则意味着模拟输入电压较低。接着将1/0流馈送到数字滤波器中，该滤波器通过降采样与抽样，将1/0流从高速率、低精度位流转换成低速率、高精度数字输出。



例如，一个正弦波输入信号与比较器输出的码流所对应的波形如图3所示，输出码流随着输入信号幅值的变化而变化，当输入信号处于波峰位置时，输出码流1占大多数;当输入信号处于波谷位置时，输出码流0(图3中，以-1表示)占大多数;输入信号处于平衡位置时，输出码流1和0跳变激烈，各占50%。

 

 

二、AD转换关键技术参数

（1）分辨率（Resolution）

指数字量变化一个最小量时模拟信号的变化量，定义为满刻度与2n的比值。分辨率又称精度，通常以数字信号的位数来表示。定义满刻度于2^n的比值（n为AD器件位数）。对于5V满刻度，采用8位的AD时，分辨率为5V／256=0.01953V=19.53mv；当采用12位的AD时，分辨率则为5V／4096=0.00122V=0.122mv。位数越多，分辨率就越高

（2）转换速率（Conversion Rate）

转换速率是指完成一次从模拟转换到数字的AD转换所需的时间的倒数。积分型AD的转换时间是毫秒级属低速AD，逐次比较型AD是微秒级属中速AD，全并行／串并行型AD可达到纳秒级。采样时间则是另外一个概念，是指两次转换的间隔。为了保证转换的正确完成，采样速率（Sample Rate）必须小于或等于转换速率。因此习惯上将转换速率在数值上等同于采样速率也是可以接受的。常用单位是Ksps和Msps，表示每秒采样千／百万次（Kilo ／ Million Samples Per Second）。

（3）量化误差（Quantizing Error）

由于AD的有限分辨率而引起的误差，即有限分辨率AD的阶梯状转移特性曲线与无限分辨率AD（理想AD）的转移特性曲线（直线）之间的最大偏差。通常是1个或半个最小数字量的模拟变化量，表示为1LSB、1／2LSB。

（4）偏移误差（Offset Error）

输人信号为雷时输出信号不为零的值，可外接电位器调至最小。

（5）满刻度误差（Full Scale Error）

满刻度输出时对应的输人信号与理想输人信号值之差。

（6）线性度（Lineafity）

实际转换器的转移函数与理想直线的最大偏移，不包括以上3种误差

AD的其他指标还有绝对精度（Absolute Accuracy）、相对精度（Relative Accuracy）、微分非线性、单调性和无错码、总谐波失真（THD，Total Harmonic Distotortion）和积分非线性等。

三、AD转换常用芯片



 

（注：Diff是差分输入形式，SE是单端对地输入形式）

四、常用DA电路方案

下面分享的方案是基于TM7705的D/A转换电路。



 

TM7705 是应用于低频测量的 2/3 通道的模拟前端。该器件可以接受直接来自传感器的低电平的输入信号，然后产生串行的数字输出。利用 Σ-Δ 转换技术实现了 16 位无丢失代码性能。选定的输入信号被送到一个基于模拟调制器的增益可编程专用前端。片内数字滤波器处理调制器的输出信号。通过片内控制寄存器可调节滤波器的截止点和输出更新速率，从而对数字滤波器的第一个陷波进行编程。



TM7705 只需 2.7~3.3V 或 4.75~5.25V 单电源。 TM7705 是双通道全差分模拟输入， 带有一个差分基准输入。当电源电压为 5V、 基准电压为 2.5V 时， 该器件都可将输入信号范围从 0~+20mV 到 0~+2.5V 的信号进行处理。还可处理±20mV~±2.5V 的双极性输入信号，对于 TM7705 是以 AIN（-）输入端为参考点。当电源电压为 3V、基准电压为 1.225V 时，可处理 0~+10mV 到 0~+1.225V 的单极性输入信号，它的双极性输入信号范围是±10mV 到±1.225V。因此， TM7705 可以实现 2/3 通道系统所有信号的调理和转换。



TM7705 是用于智能系统、微控制器系统和基于 DSP 系统的理想产品。其串行接口可配臵为三线接口。增益值、 信号极性以及更新速率的选择可用串行输入口由软件来配臵。该器件还包括自校准和系统校准选项，以消除器件本身或系统的增益和偏移误差。

 

 



 



 

本方案为验证成功的ADC电路方案，包含电路原理图、PCB文件和BOM表，免费下载地址: http://www.allchiphome.com/post/ad_project_tm7705

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