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  • 反激电源工作原理.pdf

    2019-09-14 11:04:44
    反激电源工作原理pdf,本文档的主要内容详细介绍的是反激变换器工作波形,理想反激变换器,实际反激变换器工作原理,带吸收电路的反激变换器,以及吸收电路工作原理的详细资料概述。
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    * 本文是 21Dianyuan 社区资深版主 YTDFWANGWEI  原创  技术文章,感谢作者的辛苦付出。

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    新能源和电动汽车的发展,都会用到能量密度比较高的锂电池。而锂电池串联使用过程中,为了保证电池电压的一致性,必然会用到电压均衡电路。今天跟大家一起分享一下,我在工作中用过几种电池的均衡电路,希望对大家有所帮助。

    01

    最简单的均衡电路就是负载消耗型均衡,也就是在每节电池上并联一个电阻,串联一个开关做控制。当某节电池电压过高时,打开开关,充电电流通过电阻分流,这样电压高的电池充电电流小,电压低的电池充电电流大,通过这种方式来实现电池电压的均衡。

    但这种方式只能适用于小容量电池,对于大容量电池来说是不现实的。

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    负载消耗性均衡的示意图

    02

    第二种均衡方法我没有实验过,就是飞渡电容法。简单的说就是每一节电池并联一个电容,通过开关这个电容既可以并联到本身这节电池上,也可以并联到相邻的电池。

    当某节电池电压过高,首先将电容与电池并联,电容电压与电池一致,然后将电容切换到相邻的电池,电容给电池放电。实现能量的转移。

    由于电容并不消耗能量,所以可以实现能量的无损转移。但这种方式太繁琐了,现在的动力电池动不动几十节串联,要是采用这种方式,需要很多开关来控制。

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    飞渡电容法工作原理图,

    只是画出相邻两节电池的均衡原理图。

    第一次做均衡,是做的一款动力电池组的充电,电池容量 80ah 的两组并联,要求均衡电流为 10a。原来了解的一点均衡的原理根本不够用,这么大电流都相当于一个一个的小模块了,最后还真的是采用 n 个小模块串联,每节电池并联一个小模块,如果单体电池电压低于设定值,启动相应的并联模块,对低电压电池启动充电,补充能量提升电压,实现均衡。


    下图为当时采用的均衡电路的示意图,DC-DC 输入母线既可以是电池电压,也可以是别的模块提供的直流输入,根据需要灵活配置。

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    03

    主动均衡方法可以采用我前面提到的一个变压器多路输出的方法。

    如果你想利用下面的电路示意图,做一个多路输出的反激电源,利用各个模块的输出电压来对电池实现均衡,我估计你需要很深的功力才可以,因为单单交叉调整率这一项就很难。但是,利用这个电路,我们可以换一下思路,各路输出不需要稳压,当然为了防止开路损坏输出电容,我们可以做一个简单的原边反馈。然后在每路输出到电池之间串联一个电子开关,由于这种均衡是配合电池管理系统一起工作的,因此每路输出只要串联一个电子开关,由管理单元控制即可,哪路电压地我们就可以打开这个电子开关,有电源输出给该节电池充电,直到所有单体电池电压达到我们的期望值。


    采用这种均衡方法,曾经做过 1000AH,7串电池及 300AH,80串电池的均衡,均衡完成后,所有单体电池电压可以达到 5mV 以内。

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    多绕组变压器法结构图

    主动均衡也可以采用能量转移的方法。所谓能量转移,既可以是从整组电压取能量向低电压补充,也可以是从将电压过高的电池取能量向整组电压反馈。

    我在一款通讯电源电源系统中用过第二种方式实现过电池均衡。电路原理图如下:

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    当时做的是16串锂电池的均衡,分成了两组,每组8只电池串联,这里只画了6只描述工作原理。

    如果电池 B5 电压过高,控制 Q5 以 PWM 模式工作,当 Q5 开通,电感 L5 储能;当 Q5 关闭,电感储存的能量就会通过 D5 给电池 B1-B4 充电,降低 B5 电池电压抬高其余电池电压,利用同样的原理可以分析其余电池组电压过高时候的工作过程。


    在试验过程中,两组之间各自采用这种方式均衡。当两组之间出现偏差的时候,就可以采用双向 DC-DC 进行能量转换了,这样采用的模块数量较少,设计比较方便

    我当时没有采用双向 DC-DC,而是简单的采用能量消耗性做两组之间电池的均衡。从最终的试验效果来看,电池均衡还是比较不错的。

    在均衡过程中,如果对每节电池提供一路充电模块感觉属于杀鸡用牛刀,能量消耗型有达不到技术要求,也就是需要主动均衡,那么前面提到的变压器一拖多输出的方法,也许更适合你的需要,采用合适的变压器,做原边反馈限流的多路输出反激电源即可

    其实,随着动力电池的应用发展,不仅均衡,电池过充过放的保护,也就是我们常说的保护板的应用也会越来越广阔。我们知道原来的18650电芯,十几串的保护板用 ic 很常见,实现短路、过充保护、过放保护。但如果是几十串的电芯呢,不知道有没有接触过这方面资料的网友,可以一起交流下。

    这就是截止目前为止,我试验过的几种电池均衡的方式,均衡的电池从 2AH 到 1000AH,串联的节数从7串到120串。

    个人感觉如下:

    1. 对于 10AH 以内的电池组,采用能量消耗型可能是比较好的选择,控制简单。

    2. 对于几十 AH 的电池组来说,采用一拖多的反激变压器,结合电池采样部分来做电池均衡应该是可行的。
    3. 对于上百 AH 的电池组来说,可能采用独立的充电模块会好一些,因为上百 AH 的电池,均衡电流都在10多 A 左右,如果串联节数再多一些,均衡功率都很大,引线到电池外,采用外部 DC-DC 或 AC-DC 均衡也许更安全。


    目前的均衡都是以电池电压一致作为均衡的结束条件,但随着 SOC 计算越来越准确,容量一致的均衡应该是未来发展的趋势。

     * 本文为 21Dianyuan 社区原创文章,未经授权禁止转载。请尊重知识产权,违者本司保留追究责任的权利。

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    我们来研究一个3843做的低压反激电源,我用低压主要是为了安全,而且方便测试。低压整明白后我们再玩高压。电路图如下:

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    为了更好的消化电路工作原理,我计划把电路分解,分别搭建并测试波形。

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    实验一

    一、我把滤波电路、变压器部分全部去掉、mos的漏极悬空,看看启动情况:

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    1、我们来看看IC启动时的工作状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色),上电后得到下面4张波形。第1张图是10ms的,为整体波形;第2张1ms,是放大的局部波形;第3、4张50us,继续放大,此时第4脚震荡的始末看得清清楚楚。

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    我们知道UC3843的启动电压为8.5V+,关闭电压为7.6V。30V的VCC经过R1给C8充电,电压逐步上升,达到8.5V后,3843开始工作。3843工作后,消耗C8的电量,电压下降,低于7.6V后IC停止工作。C8又开始充电,电压开始上升,再次达到8.5V,周而复始。

    【新手坑】因为这个是IC的启动电路,本来就是让IC工作一会就行,因为启动后,变压器的辅助绕组会取代C8给IC供电。我当初特别不明白的是:所有的资料都强调3843的7脚启动电压,这个IC的7脚明明是和R5,R3并联的呀,电压肯定够呀?要那个C8干啥呀?去了C8还不启动,真奇怪。其实,3843要工作,需要一定的工作电流的,大概10mA左右。30V经过R1,电流直接被拉到3mA了,IC根本不能工作。其实C8的作用是存储和释放让3842能工作的电流更加确切。

    2、接着,我测IC的4脚(黄色)、6脚(青色),mos的G极(紫色),看看4脚的震荡锯齿波、6脚的PWM控制波、mos的G极控制波如何协同工作的:

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    我发现在这种电路情况下,PWM的占空比非常高,在90%左右。另外IC的6脚输出电压和mos的G极电压是一致的,说明22Ω的R7上面没有压降。

    3、然后,我测IC的4脚(黄色)、3脚(青色)、2脚(紫色)、6脚(蓝色) ,看看电压、电流反馈脚是如何协同工作的:

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    因为3843的2脚(FB)高于2.5V或者3脚(Isense)电压高于1V,就会让PWM变成低电平,关断mos。上面这个波形可以看出,此局部电路状态下,2脚(紫色)和3脚(青色)都远低于2.5V和1V,PWM一直工作在最大的占空比状态下。

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    实验二

    二、把上面电路图的mos源极直接连上电路输入端VCC,看看mos工作状态和过流保护。

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    1、看看这种电路下IC的启动状态。我测IC的7脚(黄色)和4脚(青色),上电后得到下面4张波形。第1张图10ms,为整体波形;第2张1ms,为放大的局部波形;第3张50us,为起振的开始波形,第4张50u,为起振结束波形。我们对比发现,和实验一相比,IC的启动和工作周期都差不多,不过电容电压波动变小了一些,震荡波也不是那么干净了。

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    2、继续测3843的4脚(黄色)、6脚(蓝色)。我们惊奇的发现:这种电路条件下,6脚的PWM波型大部分处于低电平状态,mos大部分时间处于关闭状态。我们发现mos刚被开通,马上就被关闭了。

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    3、到底什么原因呢?我们知道3842是通过2脚(FB)电压反馈和3脚(Isense)电流反馈来控制PWM输出的。首先,我们先看看FB的影响:下图是4脚(黄色)、6脚(青色),2脚(紫色 )的波型。时间刻度是1uS。我们看到PWM高电平刚起来,FB就达到了2.8V,关闭了高电平。

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    然后,我们再看看下图:黄青色还是4、6脚波形,紫色为3脚(Isense)的波形。可以看到mos被打开那一瞬间,3脚的电压也超过了1V,随后下降。

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    那到底是3脚关了mos还是2脚关了mos呢?到现在还看不明白,以后再分析。

    4、接下来我们看看mos的工作状态如何。我测mos的D极(青色),mos的G极(紫色)得到如下波形:可以看到mos开通正常,但在关闭的时候不太干净,有一些抖动。

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    我们可以得出结论,在此电路状态下,3843输出最小占空比。mos管大部分时间处于关闭状态。不过有个不好的情况发生,我发现mos管的温度比较高,我初步判断是mos关闭不干净造成的原因。

    接下来我们会继续做实验,逐步把变压器初级绕组安装上、辅助绕组安装上、次级绕组部分的电路安装上,分别做实验。

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  • 本文开关电源工作原理是开关电源工程师全力整理的原理分析,以丰富的开关电源案例分析,介绍单端正激式开关电源、自激式开关电源、推挽式开关电源、降压式开关电源、升压式开关电源和反转式开关电源。随着全球对能源...

    本文开关电源工作原理是开关电源工程师全力整理的原理分析,以丰富的开关电源案例分析,介绍单端正激式开关电源、自激式开关电源、推挽式开关电源、降压式开关电源、升压式开关电源和反转式开关电源。

    随着全球对能源问题的重视,电子产品的耗能问题将愈来愈突出,如何降低其待机功耗,提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠,但它存在着效率低(只有40%~50%)、体积大、铜铁消耗量大,工作温度高及调整范围小等缺点。

    为了提高效率,人们研制出了开关式稳压电源,它的效率可达85%以上,稳压范围宽,除此之外,还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点,是一种较理想的稳压电源。正因为如此,开关式稳压电源已广泛应用于各种电子设备中,本文对各类开关电源的工作原理作一阐述。

    开关式稳压电源的基本工作原理

    开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种,在实际的应用中,调宽式使用得较多,在目前开发和使用的开关电源集成电路中,绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。

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    调宽式开关稳压电源的基本原理

    对于单极性矩形脉冲来说,其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度,脉冲越宽,其直流平均电压值就越高,直流平均电压为U。可由公式计算,即Uo=Um×T1/T,式中Um为矩形脉冲最大电压值,T为矩形脉冲周期,T1为矩形脉冲宽度。

    从上式可以看出,当Um与T不变时,直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样,只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄,就可以达到稳定电压的目的。

    开关式稳压电源的原理电路

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    开关电源基本电路框图

    交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后,变成含有一定脉动成份的直流电压,该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波,最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。

    控制电路为一脉冲宽度调制器,它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化,制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例,以达到稳定输出电压的目的。

    单端反激式开关电源

    单端反激式开关电源的典型电路如下图所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激,是指当开关管VT1导通时,高频变压器T初级绕组的感应电压为上正下负,整流二极管VD1处于截止状态,在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时,变压器T初级绕组中存储的能量,通过次级绕组及VD1整流和电容C滤波后向负载输出。

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    单端反激式开关电源

    单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路,输出功率为20~100W,可以同时输出不同的电压,且有较好的电压调整率。

    唯一的缺点是输出的纹波电压较大,外特性差,适用于相对固定的负载。单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍,工作频率在20~200kHz之间。

    单端正激式开关电源

    单端正激式开关电源的典型电路如下图所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似,但工作情形不同。当开关管VT1导通时,VD2也导通,这时电网向负载传送能量,滤波电感L储存能量;当开关管VT1截止时,电感L通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。

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    单端正激式开关电源

    在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2,它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件,即磁通建立和复位时间应相等,所以电路中脉冲的占空比不能大于50%。

    由于这种电路在开关管VT1导通时,通过变压器向负载传送能量,所以输出功率范围大,可输出50~200W的功率。电路使用的变压器结构复杂,体积也较大,正因为这个原因,这种电路的实际应用较少。

    自激式开关稳压电源

    自激式开关稳压电源的典型电路如下图所示。这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源,也是目前广泛使用的基本电源之一。

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    自激式开关稳压电源

    当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流,使VT1开始导通,其集电极电流Ic在L1中线性增长,在L2中感应出使VT1基极为正,发射极为负的正反馈电压,使VT1很快饱和。

    与此同时,感应电压给C1充电,随着C1充电电压的增高,VT1基极电位逐渐变低,致使VT1退出饱和区,Ic开始减小,在L2中感应出使VT1基极为负、发射极为正的电压,使VT1迅速截止,这时二极管VD1导通,高频变压器T初级绕组中的储能释放给负载。

    在VT1截止时,L2中没有感应电压,直流供电输人电压又经R1给C1反向充电,逐渐提高VT1基极电位,使其重新导通,再次翻转达到饱和状态,电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样,由变压器T的次级绕组向负载输出所需要的电压。

    自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作从,也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态,具有输人和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源,亦适用于小功率电源。

    推挽式开关电源

    推挽式开关电源的典型电路如下图所示。它属于双端式变换电路,高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2,两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止,在变压器T次级统组得到方波电压,经整流滤波变为所需要的直流电压。

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    推挽式开关电源

    这种电路的优点是两个开关管容易驱动,主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大,一般在100~500W范围内。

    降压式开关电源

    降压式开关电源的典型电路如下图所示。当开关管VT1导通时,二极管VD1截止,输人的整流电压经VT1和L向C充电,这一电流使电感L中的储能增加。当开关管VT1截止时,电感L感应出左负右正的电压,经负载RL和续流二极管VD1释放电感L中存储的能量,维持输出直流电压不变。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。

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    降压式开关电源

    这种电路使用元件少,它同下面介绍的另外两种电路一样,只需要利用电感、电容和二极管即可实现。

    升压式开关电源

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    升压式开关电源

    升压式开关电源的稳压电路如上图所示。当开关管VT1导通时,电感L储存能量。当开关管VT1截止时,电感L感应出左负右正的电压,该电压叠加在输人电压上,经二极管VD1向负载供电,使输出电压大于输人电压,形成升压式开关电源。

    反转式开关电源

    反转式开关电源的典型电路如下图所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压,电路均能正常工作。

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    反转式开关电源

    当开关管VT1导通时,电感L储存能量,二极管VD1截止,负载RL靠电容C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时,电感L中的电流继续流通,并感应出上负下正的电压,经二极管VD1向负载供电,同时给电容C充电。

    以上介绍了脉冲宽度调制式开关稳压电源的基本工作原理和各种电路类型,在实际应用中,会有各种各样的实际控制电路,但无论怎样,也都是在这些基础上发展出来的。

    - END -

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  • 反激开关电源主电路工作原理 包含电感电流连续模式和不连续模式公式对比 可以从真正意义上了解反激电路
  • 本篇文章针对新手,将为大家介绍Boost升压电路工作原理。首先我们需要知道:电容阻碍电压变化,通高频,阻低频,通交流,阻直流;电感阻碍电流变化,通低频,阻高频,通直流,阻交流;图1 Boost开关升压电路的原理图...

    Boost电路是一种开关直流升压电路,它能够使输出电压高于输入电压。在电子电路设计当中算是一种较为常见的电路设计方式。本篇文章针对新手,将为大家介绍Boost升压电路的工作原理。

    首先我们需要知道:

    电容阻碍电压变化,通高频,阻低频,通交流,阻直流;

    电感阻碍电流变化,通低频,阻高频,通直流,阻交流;

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    图1 Boost开关升压电路的原理图

    假定那个开关(三极管或者MOS管)已经断开了很长时间,所有的元件都处于理想状态,电容电压等于输入电压。

    下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路。

    充电过程

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    在充电过程中,开关闭合(三极管导通),等效电路如图2,开关(三极管)处用导线代替。这时,输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电,所以电感上的电流以一定的比率线性增加,这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加,电感里储存了一些能量。

    放电过程

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    如图3这是当开关断开(三极管截止)时的等效电路。当开关断开(三极管截止)时,由于电感的电流保持特性,流经电感的电流不会马上变为0,而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开,于是电感只能通过新电路放电,即电感开始给电容充电,电容两端电压升高,此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。

    说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时,电感吸收能量,放电时电感放出能量。如果电容量足够大,那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复,就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

    boost电路升压过程

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    下面是一些补充。

    AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上)。

    电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大)。

    整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十。

    开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键。总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联。

    最大电流有多大呢?简单点就算1A吧,其实不止。由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A。所以建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付。

    现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以建议用土电路就够对付洋电路了。

    这些补充内容是教科书本上没有的知识,但是能够与教科书本上的内容进行对照并印证。

    开关管导通时,电源经由电感-开关管形成回路,电流在电感中转化为磁能贮存;开关管关断时,电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正,此电压叠加在电源正端,经由二极管-负载形成回路,完成升压功能。既然如此,提高转换效率就要从三个方面着手:尽可能降低开关管导通时回路的阻抗,使电能尽可能多的转化为磁能;尽可能降低负载回路的阻抗,使磁能尽可能多的转化为电能,同时回路的损耗最低;尽可能降低控制电路的消耗,因为对于转换来说,控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的,不能转化为负载上的能量。

    本篇文章从充放电两个方面来对Boost电路的原理进行了讲解。并在最后补充了一些书本上没有的知识,整体属于较为新手向的文章,希望大家在阅读过本篇文章之后,能对Boost电路的基本原理有进一步了解。

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