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  • 同轴馈电微带贴片天线HFSS仿真,2.4GHz
  • 使用左手材料和PBG圆Kong增强同轴馈电微带贴片天线的性能
  • 同轴馈电矩形贴片天线馈电点以及尺寸的计算 本代码是根据Antenna Theory Analysis and Design的公式计算得来,没有用到近似计算。并且采用均为国际单位。 现在网上很多尺寸计算有些问题,尤其是馈电点,做的时候顺便...

    HFSS同轴馈电矩形贴片天线馈电点以及尺寸的计算

    本代码是根据Antenna Theory Analysis and Design的公式计算得来,没有用到近似计算。并且采用均为国际单位。
    现在网上很多尺寸计算有些问题,尤其是馈电点,做的时候顺便写到的,馈电可以是同轴,深入馈电也行,都是标准书上的尺寸位置以及定义。长和宽不一定谁更大。

    同轴馈电
    深入y0的馈电

    epsilon_r=2.20;%相对介电常数
    h=0.001588;%介质板厚度m
    f=10*10^9;%Hz
    c=299792458;%光速
    
    format long
    lam=c/f;
    
    ratio=exp(50/60*(epsilon_r)^(1/2))%同轴馈电芯径比
    
    
    W=(c/f/2)*sqrt(2/(epsilon_r+1))%宽
    
    epsilon_reff=(epsilon_r+1)/2+(epsilon_r-1)/2*(1+12*h/W)^(-1/2);%有效电介
    
    dertL=h*0.412*(epsilon_reff+0.3)*(W/h+0.264)/((epsilon_reff-0.258)*(W/h+0.8));%边缘
    L=c/(2*f*(epsilon_reff)^(1/2))-2*dertL%实际长度
    
    
    
    k0=2*pi/lam;%传输系数
    X=k0*W;
    syms theta
    fun1=(sin(k0.*W.*cos(theta)/2)/cos(theta))^2.*(sin(theta))^3;
    I1=int(fun1,0,pi);
    I1=vpa(I1,5);
    G1=I1/(120*pi*pi);
    
    syms theta
    fun2=(sin(k0.*W.*cos(theta)/2)/cos(theta))^2.*(sin(theta))^3.*besselj(0,k0.*L.*sin(theta));
    G12=int(fun2,0,pi);
    G12=vpa(G12,5);
    G12=G12/(120*pi*pi);
    
    %odd mode,so'+'
    Rin0=1/(2*(G1+G12));
    
    y0=acos((50/Rin0)^(1/2))*L./3.1415926%y0为距离w边的距离
    Xf=L/2-y0%距离中心位置
    
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  • cooax_patch.hfss

    2019-06-04 08:08:19
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  • 其中Port1 是同轴馈电处,Port2~Port4是倒F天线馈电点处。标注的阻值及为微带线的特性阻抗。 3、阻抗分析 1、Port1的输入阻抗 既然要分析port1 的输入阻抗,需从port5一步一步倒推。(图中已经列出了每一个节点的...

    1、物理形式

    四臂螺旋天线的形状如下图所示。反正就是奇奇怪怪,也不可爱。由:串联型的移向功分网络及四个倒F单极子天线构成。基本原理是:各馈电点处幅度相等,相位依次滞后90°,以此构成圆极化。
    在这里插入图片描述
    如果后面有机会的话,可能会连带天线一起做做仿真。但是目前,我们仅仅对馈电网络(即:\color{HotPink}{移相功分器})做分析,从理论分析→实际仿真→参数优化→模型制作。

    2、模型抽象

    在这里插入图片描述
    其中Port1 是同轴馈电处,Port2~Port4是倒F天线馈电点处。标注的阻值即为微带线的特性阻抗。

    3、阻抗分析

    1、Port1的输入阻抗

    既然要分析port1 的输入阻抗,则需从port5往前一步一步倒推。(图中已经列出了每一个节点的阻抗,读者可按部就班进行核验)

    在这里插入图片描述
    2、Port5输入阻抗

    同样的,要分析port5 的输入阻抗,需要从port1倒推
    在这里插入图片描述
    3、其余端口的输入阻抗

    结合上述两幅图,可得其余端口的输入阻抗。

    port2的端口阻抗为12.5Ω||16.67Ω=7.14Ω

    port3的端口阻抗为27.79Ω||27.5Ω=13.16Ω

    port4的端口阻抗为35Ω||50Ω=20.58Ω

    4、仿真核验

    仿真原理图如图所示:
    在这里插入图片描述

    端口阻抗仿真结果如下:
    在这里插入图片描述
    可以看到,我们的阻抗计算与仿真完全吻合。

    4、利用阻抗进行功率分配

    以上移相功分网络的功分本质是:利用电阻的比例进行功率的分配。电路网络定理在节点的运算中仍然有效。比如上述阻抗分析中,我们仍然利用了节点电阻的串联公式。

    根据公式:

    P= U2/R

    即:各个节点的功率分配与该节点的输入阻抗成反比。

    但在传输线部分(电长度不可忽略的部分),我们需要运用传输线理论进行分析。

    在该移向功分网络中,需要进行3次功率分配。

    在这里插入图片描述
    在第1次功率分配中,需要进行1:3的功率分配,因此阻抗比刚好是:50:16.67=3:1

    在第2次功率分配中,为1:2的功率分配,阻抗比为:50:25=2:1

    在第3次功率分配中,为1:1的功率分配,阻抗比为:50:50=1:1

    4.1阻抗决定功率分配的仿真验证

    为了验证上述想法(利用电阻比例决定功率分配比例进行功分网络设计)的正确性。先进行如下的仿真验证。

    目标:现需设计一个1分4的功分器,如何做?

    在这里插入图片描述
    为了使port0匹配,即有:Z1||Z2||Z3||Z4=50Ω;

    同时有:Z1:Z2:Z3:Z4=1:1:1:1;

    可得:Z1=Z2=Z3=Z4=200Ω;

    再者P1~P4需端接50Ω,由此确定λ/4 Tline特性阻抗:Z0=√200*50=100Ω(这里仅仅使用了λ/4 Tline的阻抗变换功能)

    仿真原理图:

    在这里插入图片描述
    仿真结果如下:
    在这里插入图片描述
    结果分析:
    1、从传输角度(S21-S51)来看,确实是1分4的功分器。
    2、从端口回波损耗来看,除了port1 ,其余4个port匹配的很差(上述的移相功分网络有同样的问题)。

    5、S参数理解

    基于“移相功分器”和“1分4功分器”端口失配的问题引发的思考。

    问题:虽然S21=S31=S41=S51=-6dB,但S22 ~ S55却很差,由port1输入的能量真的流进了port2 ~ port5吗?
    :是的。下面详细说明。

    书本上的S参数定义如下:

    在这里插入图片描述
    S11:端口2匹配时,端口1的反射系数;
    S22:端口1匹配时,端口2的反射系数;
    S12:端口1匹配时,端口2到端口1的反向传输系数;
    S21:端口2匹配时,端口1到端口2的正向传输系数;

    定义中S参数一定是在网络某一个端口匹配的情况下,得到反射系数和传输系数;也就是说,只要网络确定,其S参数唯一确定,不受 端接阻抗 影响。

    问题:那么ADS仿真以及矢网测试得到的二端口的S*参数(这里加 *以示区分)符合上述定义吗?

    :不符合!!在仿真和测试的时的通常做法是:对各端口加term(50Ω),但是对网络而言,有些端口看进去的阻抗并不是50Ω,而且如果改变term的阻抗,其仿真得到的S参数一定会变化,所以!ADS仿真以及矢网测试得到的S参数不符合书本的定义。

    **问题:**那么实际中,ADS仿真以及矢网测试得到的二端口的S*参数我们如何理解呢?
    答:
    在这里插入图片描述
    S11 *:在当前系统连接关系下的Γin

    S22 *:在当前系统连接关系下的Γout

    S21*:在当前系统连接关系下的传输系数(增益or损耗)

    S12*:在当前系统连接关系下的反向传输系数(一般指隔离度)

    所以说,在“移相功分器”和“1分4功分器”仿真中得到的S21,是单一流向(能量确确实实进入了该端口),且包含了端口2失配情况下的综合指标体现。

    6、无损网络的功率分配的物理本质

    其实在移相功分网络里,我们最大的疑惑无非是:由于port2~port5端口不匹配,导致传输至这几个端口的能量几乎被反射,在各段传输线之间形成驻波,能量可能并未真正的被传输出去

    但实际上真的是这样吗?(虽然我们对ADS仿真和仪器得到的S参数进行了“再理解”,可是你可能要问我:怎么能保证我说的就是对的呢?)

    我将从以下几点进行说明:

    1、从能量的角度考虑:

    如果网络无损,那么流入网络的能量一定等于流出的能量

    对上述移相功分网络而言:端口1匹配,能量无反射,S21=S31=S41=S51=-6dB,S21+S31+S41+S51=0dB,再次证明能量由port1 传输至其余各端口均损耗6dB

    如果能量被反射,几乎没有能量出口,那么:没有能量流出的网络是不可能使得能量入口匹配的

    2、驻波的问题

    还有一种假设是,虽然按照之前的假设没有能量出口,如果驻波消耗了能量,也能使port1匹配呀?

    关于驻波是一个很有意思的问题。先明确一个概念:驻波是一个稳态的概念,并不消耗能量。只要网络无损,驻波建立后即使没有能量输入,驻波状态仍然存在以下是重点,要好好理解

    可以联想LC谐振电路。如果在t=0-时刻,给电感充电,并在t=0+时刻合上开关,那么L的磁能和C的电能之间就会互相转换,如果LC无损,那么这种能量转换一直存在。(太懒了,懒得画图,大家凑活看吧)

    在这里插入图片描述

    由此我联想到《微波工程》一书中的经典“多次反射理论”(λ/4阻抗变换器)
    在这里插入图片描述
    在这里插入图片描述
    当50Ω 的入射波遇到70.7Ω 的传输线,发生第一次反射,部分能量进入传输线,到达终端100Ω后,产生第二次反射,部分能量到达终端。多次循环往复。

    稳态以后,两端口均无反射。由源 输入能量无损传输至终端。

    回到我们的移相功分器的分析中,由于port2~port5 端口阻抗并不是50Ω,可能会导致传输线上存在驻波。但这不重要因为驻波建立后,不消耗能量

    下面这句话请滑动播放(狗头👀)

    [使]\color{HotPink}[可以说是驻波导致了反射,驻波使得能量根本无法进入输入端口,这!才导致了损耗;而究其驻波的本质,又是反射导致了驻波。]

    以传输的观点来看,波在传输线上传输时,并不能感知到终端阻抗的突变,所以多次的入射、反射波一起决定了最终传输线上的驻波(是反射导致了驻波),当传输线上存在稳定的驻波以后,驻波的影响就会反映在输入端口上,使得能量根本无法进入输入端口,在这种情况下,我们可以说:是驻波导致了能量的反射。

    两者互为因果,循环往复。

    实际上,针对λ/4传输线两端阻抗均为实数的情况,传输线上并不存在驻波。

    我们用集中参数元件L、C代替终端开路or短路传输线也有异曲同工之妙,在场建立之初,一定对L,C充放电,稳态以后,L,C中仍然存有电场能和磁场能,我们却说L,C是无损元件。

    驻波的能量就对应了L,C中的电场能和磁场能。所以驻波与L、C一样都可以认为是“广义无损元件”。

    更进一步的,可以认为驻波对应着电抗jX。

    驻波可以利于功率传输,也可不利于功率传输。接下来,考虑两种场景:

    1、情景一:

    在这里插入图片描述
    只要满足输入端的端接阻抗为Zin,传输线上就无驻波;但凡不满足,那么传输线上一定存在驻波,端口一定存在反射,无法实现能量的最大传输,此时的驻波不利于传输。

    2、情景二:
    在这里插入图片描述
    为了抵消终端阻抗的虚部,使传输线TLine1的输入阻抗:Y=-jb,只要满足输入端的端接阻抗为Zin,传输线TLine0无驻波,TLine1必定存在驻波,难道说在这种情况下,因为驻波导致功率没有最大传输到负载吗?

    不!当然不是!我们反而要说,正因为TLine1驻波的存在,才使得终端Y=g+jb上得到了最大的功率。这里,驻波有利于功率的传输。

    本质上,我们引入驻波(引入局部的反射),是为了保证能量在网络输入处无反射,只要能量能进入网络, 驻波又不消耗能量,我们就能满足最大功率传输。

    在解决完传输系数和驻波的问题以后,我们总结一下,无损网络功率分配的物理本质:利用端口阻抗失配引起反射达到功率分配的动态平衡(稳态)

    未完待续

    下期说说HFSS仿真过程→PCB加工(物理实现部分)

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  • 指标: 天线阵的中心频率为94GHz,在3GHz带宽内,驻波比在94GHz时小于2,S11...馈电形式采用同轴馈电,馈线设计图如图2.6所示: 天线驻波比、S参数和方向图CST软件仿真结果如图2.7-2.11所示。 通过仿真结果图可以看...

    指标:
    天线阵的
    1)中心频率为94GHz,
    2)在3GHz带宽内,驻波比在94GHz时小于2,
    3) S11小于-10dB,
    4)波束宽度为9.5
    CST源码文件
    设计了一个W波段矩形微带贴片天线阵,采用切比雪夫算法,天线仿真模型如图1.1所示。
    1.1
    从图中我们可以看出,天线采用20x排列。馈电形式采用同轴馈电,馈线设计图如图2.6所示:
    1.2
    天线驻波比、S参数和方向图CST软件仿真结果如图2.7-2.11所示。
    通过仿真结果图可以看到,在3GHz带宽内,驻波比在94GHz时小于2,S11小于-10dB,波束宽度为9.5
    4°。
    1.3
    1.4
    1.5
    1.6
    1.7

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  • 矩形微带天线贴片尺寸计算

    千次阅读 2020-04-25 18:12:52
    输入天线工作频率,介质基板的介电常数以及厚度,就可得到贴片的长宽(保留两位小数),由于用的是同轴馈电,所以还添加了馈电点距贴片长(相对于宽,计算中可能遇到长比宽小,是正常现象)的中心的距离,另外附带...

    矩形微带天线贴片尺寸计算程序

    最近在用HFSS做矩形微带天线模型,每次频率和介质板厚度的改变都会导致要重新计算天线贴片的尺寸,有点麻烦,就写了个很简单的有关矩形微带贴片尺寸计算的C语言程序偷个懒。
    输入天线工作频率,介质基板的介电常数以及厚度,就可得到贴片的长宽(保留两位小数),由于用的是同轴馈电,所以还添加了馈电点距贴片长(相对于宽,计算中可能遇到长比宽小,是正常现象)的中心的距离,另外附带介质板以及辐射边界表面的参考尺寸(可根据自己需要调整),仅做记录,实际上最终参数还需要后续进行参数扫描优化。
    计算公式
    计算公式如上,代码如下:

    
    
    #include<stdio.h>
    #include<math.h>
    int main(void)
    
    {
    
    	double G,h,W,L,Xf,Wg,Lg,Wa,La,Le,yipe,n,n0;
    
    	printf("输入工作频率(单位GHz),介质板的介电常数n及介质板厚度h(单位mm)\n");
    	
    		scanf("%lf %lf %lf",&G,&n,&h);
    
    		W=(150/G)*(1/sqrt((n+1)/2));  //贴片宽度计算值
    
    		yipe=(n+1)/2+((n-1)/2)*(1/sqrt(1+(12*h)/W));
    
    		Le=0.412*h*(((yipe+0.3)*(W/h+0.264))/((yipe-0.258)*(W/h+0.8)));
    
    		L=150/(G*sqrt(yipe))-2*Le;  //贴片长度计算值
    
    		Xf=L/(2*sqrt((n+1)/2+((n-1)/2)*(1/sqrt(1+(12*h)/L))));  //馈电点位置计算值
    
    		n0=300/G;  //波长
    
    		Lg=L+(300/G)/(5*sqrt(yipe));  //介质板长度参考值
    
    		Wg=W+(300/G)/(5*sqrt(yipe));  //介质板宽度参考值
    
    		La=Lg+n0/4;  //空气腔(辐射边界表面)宽度参考值  
    
    		Wa=Wg+n0/4;  //空气腔(辐射边界表面)长度参考值
    
    	printf("贴片长度L=%.2fmm,贴片宽度W=%.2fmm,馈电点Xf=%.2fmm\n",L,W,Xf);
    
    	printf("介质板长度Lg=%.2fmm,介质板宽度Wg=%.2fmm\n",Lg,Wg);
    
    	printf("空气腔长度La=%.2fmm,空气腔宽度Wa=%.2fmm\n",La,Wa);
    
    	return 0;
    }
    
    

    介质板的尺寸公式在程序里修正了

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    2019-04-13 10:27:19
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空空如也

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同轴馈电