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  • QPSK调制解调原理,有原理框图及步骤接收,非常详细。QPSK是数字调制方式的一种,非常常见,有需要的朋友可以下载看看!
  • BPSK和QPSK调制解调原理及MATLAB程序,需要下载的参考
  • QPSK调制解调原理
  • QPSK调制解调MATLAB代码

    2018-12-04 20:47:07
    QPSK基本的调制解调MATLAB仿真,再无编码条件下,实行简单的调制解调,仿真结果有调制前的信号图,调制后的信号图,以及误码率
  • QPSK调制解调原理(IQ调制)

    万次阅读 多人点赞 2020-03-23 13:50:28
    QPSK调制解调原理(IQ调制) QPSK调制过程 QPSK调制星座图 参考链接:https://www.zhihu.com/question/23107539/answer/72521819?utm_source=wechat_session&utm_medium=social&utm_oi=...

    QPSK调制解调原理(IQ调制)

    QPSK调制过程

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    QPSK调制星座图

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    参考链接:https://www.zhihu.com/question/23107539/answer/72521819?utm_source=wechat_session&utm_medium=social&utm_oi=736516591579037696

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  • 2.1 PSK 调制方式 PSK 原理介绍以 2-PSK 为例 移相键控 (PSK)又称为数字相位调制,二进制移相键控记作 2PSK绝对相移 是利用载波的相位(指初相)直接表示数字信号的相移方式二进制相移键控中, 通常用相位 0 和 来分别...
  • 2.1 PSK调制方式PSK原理介绍(以2-PSK为例)移相键控(PSK)又称为数字相位调制,二进制移相键控记作2PSK。绝对相移是利用载波的相位(指初相)直接表示数字信号的相移方式。二进制相移键控中,通常用相位0 和π来分别表示...

    2.1 PSK调制方式

    PSK原理介绍(以2-PSK为例)

    移相键控(PSK)又称为数字相位调制,二进制移相键控记作2PSK。绝对相移是利用载波的相位(指初相)直接表示数字信号的相移方式。二进制相移键控中,通常用相位0 和π来分别表示“0”或“1”。2PSK 已调信号的时域表达式为s2psk(t)=s(t)cosωct, 2PSK移相键控中的基带信号与频移键控和幅度键控是

    有区别的,频移键控和幅度键控为单极性非归零矩形脉冲序列,移相键控为为双极性数字基带信号,就模拟调制法而言,与产生2ASK 信号的方法比较,只是对s(t)要求不同,因此2PSK 信号可以看作是双极性基带信号作用下的DSB 调幅信号。

    在二进制数字调制中,当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化时,则产生二进制移相键控(2PSK)信号。通常用已调信号载波的 0°和 180°分别表示二进制数字基带信号的 1 和 0。二进制移相键控信号的时域表达式为

    e2PSK(t)=[

    n

    n

    a g(t-nT s)]cosw c t

    其中, an与2ASK和2FSK时的不同,在2PSK调制中,an应选择双极性。

    1, 发送概率为P

    an=

    -1, 发送概率为1-P

    若g(t)是脉宽为Ts, 高度为1的矩形脉冲时,则有

    cosωct, 发送概率为P

    e2PSK(t)=

    -cosωct, 发送概率为1-P

    由上式(6.2-28)可看出,当发送二进制符号1时,已调信号e2PSK(t)取0°相位,发送二进制符号0时,e2PSK(t)取180°相位。若用φn表示第n个符号的绝对相位,则有

    0°, 发送 1 符号

    φn=

    180°, 发送 0 符号

    由于在2PSK信号的载波恢复过程中存在着180°的相位模糊,所以2PSK信

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  • pi/4QPSK调制解调原理

    千次阅读 2021-05-21 12:30:49
    π/4\pi/4π/4QPSK 信号的调制原理2. 匹配滤波器与成形滤波器 1. π/4\pi/4π/4QPSK 信号的调制原理 减小相位突变量的QPSK由偏置键控QPSK(OK-QPSK)和 π/4\pi/4π/4偏置的QPSK( π/4\pi/4π/4QPSK)。由于 π/4\...

    1. π / 4 \pi/4 π/4QPSK 信号的调制原理

    减小相位突变量的QPSK由偏置键控QPSK(OK-QPSK)和 π / 4 \pi/4 π/4偏置的QPSK( π / 4 \pi/4 π/4QPSK)。由于 π / 4 \pi/4 π/4QPSK是用差分相位编码产生的(因此也叫做 π / 4 \pi/4 π/4DQPSK),能有效地进行差分解调和鉴频器解调,在一些不易提取相干载波的场合很有用。

    在常规的QPSK中,输入数据经过串/并变换后,分成同相(I)支路和正交(Q)支路,两路数据分别对两个正交载波进行BPSK调制,然后相加合成输出信号,其相位每间隔 T s = 2 T b T_{s}=2T_{b} Ts=2Tb可能跳变一次,每次跳变相位有四种可能的取值,即 ± π / 2 \pm \pi/2 ±π/2 ± π \pm \pi ±π,如7-29(a)所示。

    OK-QPSK和QPSK不同的地方是经过串/并变换分成的两路数据,要相互错开(偏置)一个比特 T b T_{b} Tb,再进行正交解调,以合成输入信号。此输出信号的相位每间隔 T b T_{b} Tb可能跳变一次,但由于两路信号的相位变化不会同时发生,因而合成信号的相位变化限于 ± π / 2 \pm \pi/2 ±π/2,如图7-29(b)所示,这说明OK-QPSK不存在 ± π \pm \pi ±π的相位跳变。

    π / 4 \pi/4 π/4QPSK也是在QPSK的基础上发展起来的,不同的地方是这里把信号的相位平面平分成间隔为 π / 4 \pi/4 π/4的八种相位,八种相位又相间地分成两个相位组,如图7-29(c)所示。图中,带符号“x”的相位点为一组,带符号“°”的相位为另一组。规定 π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号的相位每隔 T s = 2 T b T_{s}=2T_{b} Ts=2Tb秒必须从一个组跳变到另一个组。如果当前码元的信号相位等于“x”组4个相位中的一个,那么,下一码元的信号相位只能变成“°”组4个相位中的一个,反之也是一样。这说明,图7-29(c)中,符号不同的相位分别构成一个QPSK相量图,只是二者在相位上错开一个相角 π / 4 \pi/4 π/4,这是为什么把这种调制方式称为 π / 4 \pi/4 π/4偏置QPSK的原因。由图7-29©可以看出,在相邻码元之间,信号相位的跳变量共有4种,即 ± π / 4 \pm \pi/4 ±π/4 ± 3 π / 4 \pm 3\pi/4 ±3π/4,不会出现 ± π \pm \pi ±π的相位跳变。
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    π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号虽然不存在 ± π \pm\pi ±π的相位跳变,但其功率谱的旁瓣如果不进行抑制,其带外辐射电平仍不能达到要求。工程上对窄带数字调制信号的要求是:在频偏 Δ f \Delta f Δf等于传输速率 1 / T b 1/T_{b} 1/Tb时,即归一化频偏 Δ f T b = 1 \Delta fT_{b}=1 ΔfTb=1时,功率谱密度要衰减到-60dB以下。为此,在调制前,需要用滤波器对基带信号进行预处理。但是预调制滤波器的带限作用通常要给已调信号带来程度不同的包络起伏,因此,与其他调制方式一样, π / 4 \pi/4 π/4QPSK在调制后的功率放大器还必须采取措施(如负反馈技术),以扩大其动态范围,从而减小已调信号在其中发生的频谱扩散。 π / 4 \pi/4 π/4QPSK不属于恒包络数字调制,它所以能提高信号的频带利用率是进行综合处理的结果。

    π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号的表示式可以写成
    s k ( t ) = c o s ( ω c t + φ k ) = c o s φ k c o s ω c t − s i n φ k s i n ω c t = c o s ( φ k − 1 + Δ φ k ) c o s ω c t − s i n ( φ k − 1 + Δ φ k ) s i n ω c t s_{k}(t)=cos(\omega_{c}t+\varphi _{k})=cos\varphi _{k}cos\omega_{c}t-sin\varphi _{k}sin\omega_{c}t=cos(\varphi _{k-1}+\Delta \varphi _{k})cos\omega_{c}t-sin(\varphi _{k-1}+\Delta \varphi _{k})sin\omega_{c}t sk(t)=cos(ωct+φk)=cosφkcosωctsinφksinωct=cos(φk1+Δφk)cosωctsin(φk1+Δφk)sinωct
    式中, Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk是当前码元信号相位 φ k \varphi _{k} φk与前一码元相位 φ k − 1 \varphi _{k-1} φk1之差。所谓差分相位编码,就是利用信号的相位差 Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk来携带所需传输的信息。对于 π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号来讲,对应当前码元数据取值, Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk的取值范围为 ± π / 4 、 ± 3 π / 4 \pm\pi/4、\pm3\pi/4 ±π/4±3π/4四种取值,其编码规则为:AB=00对应 π / 4 \pi/4 π/4相位,AB=01对应 3 π / 4 3\pi/4 3π/4相位,AB=11对应 − 3 π / 4 -3\pi/4 3π/4相位,AB=00对应 − π / 4 -\pi/4 π/4相位。

    显然,假设信号的初始相位为0,则当前码元的相位 φ k \varphi _{k} φk可能有 0 、 π 、 ± π / 2 、 ± π / 4 、 ± 3 π / 4 0、\pi、\pm\pi/2、\pm\pi/4、\pm3\pi/4 0π±π/2±π/4±3π/4这八种相位位置,如图7-29©所示,我们令
    X k = c o s ( φ k − 1 + Δ φ k ) , Y k = s i n ( φ k − 1 + Δ φ k ) X_{k}=cos(\varphi_{k-1}+\Delta\varphi_{k}),Y_{k}=sin(\varphi_{k-1}+\Delta\varphi_{k}) Xk=cos(φk1+Δφk)Yk=sin(φk1+Δφk)
    则有
    X k = c o s ( φ k − 1 ) c o s Δ φ k − s i n ( φ k − 1 ) s i n Δ φ k = X k − 1 c o s Δ φ k − Y k − 1 s i n Δ φ k X_{k}=cos(\varphi_{k-1})cos\Delta\varphi_{k}-sin(\varphi_{k-1})sin\Delta\varphi_{k}=X_{k-1}cos\Delta\varphi_{k}-Y_{k-1}sin\Delta\varphi_{k} Xk=cos(φk1cosΔφksin(φk1sinΔφk=Xk1cosΔφkYk1sinΔφk
    Y k = s i n ( φ k − 1 ) c o s Δ φ k + c o s ( φ k − 1 ) s i n Δ φ k = Y k − 1 c o s Δ φ k + X k − 1 s i n Δ φ k Y_{k}=sin(\varphi_{k-1})cos\Delta\varphi_{k}+cos(\varphi_{k-1})sin\Delta\varphi_{k}=Y_{k-1}cos\Delta\varphi_{k}+X_{k-1}sin\Delta\varphi_{k} Yk=sin(φk1cosΔφk+cos(φk1sinΔφk=Yk1cosΔφk+Xk1sinΔφk
    上式说明, X k X_{k} Xk Y k Y_{k} Yk完全取决于前一码元的相位及前后码元的相位差,且 X k X_{k} Xk Y k Y_{k} Yk的取值只有固定的 0 、 ± 1 、 ± 1 / 2 0、\pm1、\pm1/\sqrt{2} 0±1±1/2 五种,因此, π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号的包络不是恒定的。

    为了获取已调的 π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号,只要获取输入的当前码元数据所对应的 X k X_{k} Xk Y k Y_{k} Yk的取值,再将其分别与相互正交的载波信号 c o s ω c t 、 s i n ω c t cos\omega_{c}t、sin\omega_{c}t cosωctsinωct相乘,并进行减法运算即可,其组成原理如下图所示。
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    图中的成形滤波器的目的,一是为了抑制已调信号的带外功率辐射,而是去除接收端的码元串扰。

    2. 匹配滤波器与成形滤波器

    通信系统中,经常遇到最优滤波器的概率。所谓最优滤波器,实际上都是在某个准则下的最优。匹配滤波器对应的最优准则是输出信噪比(SNR)最大,而且还有一个前提条件是在白噪声背景下。匹配滤波器的表达式为
    H ( f ) = S ∗ ( f ) H(f)=S^{*}(f) H(f)=S(f)
    也就是说,匹配滤波器的频率响应是输入信号频率响应的共轭。一方面,从幅频特性来看,匹配滤波器和输入信号的幅频特性完全一样。也就是说,在信号越强的频率点,滤波器的放大倍数越大;在信号越弱的频率点,滤波器的放大倍数也越小。这就是信号处理中的马太效应。也就是说,匹配滤波器是让信号尽可能通过,而不管噪声的特性。因为匹配滤波器的一个前提是白噪声,也即是噪声的功率谱是平坦的,在各个频率点都一样。因此,在这种情况下,让信号尽可能通过,实际上也隐含着尽量减少噪声的通过。另一方面,从相频特性上看,匹配滤波器的相频特性和输入信号正好完全相反。这样,通过匹配滤波器后,信号的相位值为0,正好能实现信号时域上的相干叠加。而噪声的相位是随机的,只能实现非相干叠加。这样在时域上保证了输出信噪比的最大。

    实际上,在信号与系统的幅频特性与相频特性中,幅频特性更多地表征了频率特性,而相频特性更多地表征了时间特性。匹配滤波器无论是从时域还是频域,都充分保证了信号尽可能大地通过,噪声尽可能小地通过,因此能获得最大信噪比的输出。输入信号一旦发生了变化,原来的匹配滤波器也就不能再称为匹配滤波器了。注意:匹配滤波器是匹配输入的,也就是说对应与某种特殊的输入信号形式,其匹配滤波器也是不相同的;对匹配滤波器的频率特性可以扩展开来看,对于整个完整的通信传输系统来讲,只要从接收端到发射端之间的频率响应符合滤波器特性,就可以获取最大信噪比条件下的接受性能,换句话说,如果将信道传输接收端滤波器的频率响应的乘积满足输入信号的匹配特性,则在接收端可以获取最优解调性能。

    π / 4 \pi/4 π/4QPSK调制为例,输入的码元信号,映射后的幅度信号都属于一定时间范围内的方波基带信号,基带信号波形决定了基带的频谱特性,将方波信号进行傅里叶变换,时域波形有限的信号,在频域中时无限展宽的。频域中有限的波形在时域中就无限的展宽,所以经过滤波器限制了频率带宽的时域波形会有无现场的拖尾。因此,在码元数据以一定周期经过滤波器后,每个码元的拖尾都会延伸至其他码元出现的地方,造成幅度的叠加,从而造成每个码元的幅度变化,当幅度畸变到一定程度的时候,就会造成接收端无法正确判决码元的值。数字通信系统的频带是有限的,频带无线的数字信号在数字系统中传输出现波形畸变,在接收端抽样判决时就会出现错误,造成误码甚至根本不能判决。但是,对于数字传输系统来讲,由于只要接收端的基带信号在抽样判决时正确,就可以忽略判决点意外的畸变,另外在抽样判决时往往会稍稍的偏离最佳抽样点,所以也要使最佳判决点附近的波形形变尽量小。因此,必须找到一种既能满足把数字通信信道带宽控制在一定范围内,又不能因为限制了频带范围而产生的码间串扰。要在最佳抽样时刻得到准确的幅度信息,保持信号的无失真传输,奈奎斯特提出了抽样无失真条件,即只需要发射设备、传输信道、接收设备的整个响应满足理想低通特性,即整个系统的传输特性为:
    H ( f ) = { T s , ∣ f ∣ ⩽ f B 0 , ∣ f ∣ > f B f B = 1 / 2 T s H(f)=\left\{\begin{matrix} T_{s}, \left | f \right | \leqslant f_{B}& \\ 0,\left | f \right | > f_{B}& \end{matrix}\right.f_{B}=1/2T_{s} H(f)={Ts,ffB0,f>fBfB=1/2Ts
    此系统的冲激响应为
    h ( t ) = s i n π t / T s π t / T s h(t)=\frac{sin\pi t/T_{s}}{\pi t/T_{s}} h(t)=πt/Tssinπt/Ts
    h ( n T s ) = { 1 , n = 0 0 , n = ± 1 , ± 2 , ± 3 , ⋯ h(nT_{s})=\left\{\begin{matrix} 1,n=0 & \\ 0,n=\pm1,\pm2,\pm3,\cdots & \end{matrix}\right. h(nTs)={1,n=00,n=±1,±2,±3,
    由上面的推导可知,理想低通特性的冲激响应也是无限长的,但是除了在最佳采样点n=0是值为1,其他整数时刻均为零,即当前时刻的抽样值只与冲激响应的零点有关,而与其他时刻的冲激响应无关,因此只要在 t = n T s t=nT_{s} t=nTs时抽样就可以不受码间干扰的影响。但是理想低通特性的信道是无法在工程中实现的,而且理想低通滤波器的截止频率过于陡峭,冲激响应的旁瓣具有漫长的拖尾现象,这个滤波器也难于实现,拖尾过长使得位定时异常困难,只有在最佳采样点处才能采样到正确的幅度值,只要稍微偏离最佳采样点一点点就会出现错误,所以接近理想低通特性的传输信道没有好的抗定时抖动能力。

    根据奈奎斯特最小带宽定理:速率为 f s f_{s} fs的数据要无码间干扰地通过传输信道,其最小信号带宽 f B = f s / 2 f_{B}=f_{s}/2 fB=fs/2。这样的无码间干扰传输系统的频带利用率能达到2Baud/Hz。

    既然理想低通特性的传输函数难以实现,就需要更符合现实的方式,由此应运而生了奈奎斯特残留对称定理。在理想低通特性的传输函数上加上一个以最小码间干扰传输信道频率 f B f_{B} fB为对称中心的传输函数 G ( f ) G(f) G(f),得到的新传输函数依然可以满足冲激响应零点位置不变的特性。这个另加的传输函数是一个奇对称实函数,其定义为
    G ( f B − f s ) = − G ( f B + f s ) , 0 < f B < f s G(f_{B}-f_{s})=-G(f_{B}+f_{s}),0< f_{B}< f_{s} G(fBfs)=G(fB+fs),0<fB<fs
    修正后的无码间串扰信道传输特性为
    H a ( f ) = { 1 + G ( f ) , ∣ f ∣ < f B G ( f ) , f B ⩽ ∣ f ∣ < 2 f B 0 , ∣ f ∣ < 2 f B H_{a}(f)=\left\{\begin{matrix} 1+G(f) ,\left | f \right |< f_{B}& \\ G(f),f_{B}\leqslant \left | f \right |< 2f_{B}& \\ 0,\left | f \right |< 2f_{B}& \end{matrix}\right. Ha(f)=1+G(f),f<fBG(f),fBf<2fB0,f<2fB
    在实际使用中,满足以上传输特性的升余弦滤波器得到了广泛应用。由于不同于有陡峭截止频率的低通滤波器,升余弦滤波器的过渡带平滑,易于工程实现,有效降低了冲激响应的拖尾现象,使抽样定时更加容易。

    升余弦滤波器本身是一种有限脉冲响应滤波器,其传递函数的表达式为
    H ( f ) = { T s , 0 ⩽ ∣ f ∣ ⩽ 1 − α 2 T s T s 2 { 1 + c o s [ π T s α ( ∣ f ∣ − 1 − α 2 T s ) ] } , 1 − α 2 T s < ∣ f ∣ ⩽ 1 + α 2 T s 0 , ∣ f ∣ > 1 + α 2 T s H(f)=\left\{\begin{matrix} T_{s} ,0\leqslant \left | f \right |\leqslant \frac{1-\alpha }{2T_{s}}& \\ \frac{T_{s}}{2}\left \{ 1+cos\left [ \frac{\pi T_{s}}{\alpha } \left ( \left | f \right | -\frac{1-\alpha }{2T_{s}}\right )\right ] \right \},\frac{1-\alpha }{2T_{s}}< \left | f \right |\leqslant \frac{1+\alpha }{2T_{s}}& \\ 0,\left | f \right |> \frac{1+\alpha }{2T_{s}}& \end{matrix}\right. H(f)=Ts,0f2Ts1α2Ts{1+cos[απTs(f2Ts1α)]},2Ts1α<f2Ts1+α0,f>2Ts1+α
    式中, α \alpha α为大于0小于1的滚降因子。

    滚降因子的取值对系统的性能有着重要的影响,首先 α \alpha α的大小直接影响了系统占用的带宽。当 α = 0 \alpha=0 α=0时,滤波器的带宽为 f s / 2 f_{s}/2 fs/2,称为奈奎斯特带宽;当 α = 0.5 \alpha=0.5 α=0.5时,滤波器的截止频率为 ( 1 + α ) f s / 2 = 0.75 f s (1+\alpha)f_{s}/2=0.75f_{s} (1+α)fs/2=0.75fs;当 α = 1 \alpha=1 α=1时,滤波器的截止频率为 ( 1 + α ) R s / 2 = f s (1+\alpha)R_{s}/2=f_{s} (1+α)Rs/2=fs。可见 α \alpha α的值直接决定了传输系统频带利用率,是系统传输有效性的具体体现。理想情况下 H ( f ) H(f) H(f) f = ( 1 + α ) f B f=(1+\alpha)f_{B} f=(1+α)fB处的衰减应该为无限大,但是在实际情况下,根据对相邻信道干扰的不同,取值也不同,工程上常需要大于60dB。这样看来,为了提高频带利用率应该将 α \alpha α的值取得尽量小。其实不然, α \alpha α值的大小还决定了接收端位同步的难易程度, α \alpha α越小,定时越困难,对位定时的抖动性能要求越高; α \alpha α越大,定时越容易。再则,冲激响应的拖尾衰减速度也由 α \alpha α决定,值越大衰减得越快,码间串扰也就越小。因此,系统设计时必须把频带利用率和位同步的难易程度综合考虑。

    根据基带传输系统的传输函数
    H ( f ) = H T ( f ) C ( f ) H R ( f ) H(f)=H_{T}(f)C(f)H_{R}(f) H(f)=HT(f)C(f)HR(f)
    假设信道的传输函数为理想低通特性,即 C ( f ) = 1 C(f)=1 C(f)=1,则基带传输系统的传输系统函数为
    H ( f ) = H T ( f ) H R ( f ) H(f)=H_{T}(f)H_{R}(f) H(f)=HT(f)HR(f)
    由最佳接收理论可知,当取 H T ( f ) = H R ( f ) H_{T}(f)=H_{R}(f) HT(f)=HR(f)时,能满足差错率最小,在接收端形成一个匹配滤波器。在高斯白噪声信号传输中传输时,能够最大程度地抑制噪声干扰,那么可以得到最佳无码间干扰的基带传输函数
    H ( f ) = H T ( f ) = H R ( f ) \sqrt{H(f)}=H_{T}(f)=H_{R}(f) H(f) =HT(f)=HR(f)
    即把一个升余弦滤波器分为两个平方根升余弦滤波器;一个用于发射设备成形滤波,一个用于接收设备抑制噪声进行批评滤波。具体实现时候是用冲激响应的FIR滤波器,它的特点是具有线性相位。

    2.1 MATLAB仿真

    为了理解收发端滤波器设计对解调性能的影响,仿真不同的收发滤波器组合,观察眼图来比较其解调性能。

    • 符号速率 R b = 1 M b p s R_{b}=1Mbps Rb=1Mbps
    • 基带成形滤波器滚降因子 α = 0.5 \alpha=0.5 α=0.5
    • 采样速率 f s = 8 R b f_{s}=8R_{b} fs=8Rb
    ps=1*10^6;   %码速率为1MHz
    a=0.5;       %成形滤波器系数
    Fs=8*10^6;   %采样速率
    N=2000;     %仿真数据的长度
    
    t=0:1/Fs:(N*Fs/ps-1)/Fs;%产生长度为N,频率为fs的时间序列
    s=randint(N,1,2);       %产生随机二进制数据作为原始数据
    %将单极对码变换为双极性码
    for i=1:N
        if s(i)==0
            s(i)=-1;
        end
    end
    %对数据以Fs频率采样
    Ads_i=upsample(s,Fs/ps);
    
    %设计升余弦滤波器
    n_T=[-2 2];
    rate=Fs/ps;
    T=1;
    cos_b = rcosfir(a,n_T,rate,T);%升余弦波器
    cos_sqrt_b = rcosfir(a,n_T,rate,T,'sqrt');%平方根升八弦滤波器
    
    %设计普通低通滤波器
    fc=[ps 3.1*10^6];  %过渡带
    mag=[1 0];         %窗函数的理想滤波器幅度
    dev=[0.01 0.01];   %纹波
    [n,wn,beta,ftype]=kaiserord(fc,mag,dev,Fs)  %获取凯塞窗参数
    fpm=[0 fc(1)*2/Fs fc(2)*2/Fs 1];            %firpm函数的频段向量
    magpm=[1 1 0 0];                            %firpm函数的幅值向量
    normal_lpf=firpm(n,fpm,magpm);
    
    %第一种情况:发送端采用平方根升弦滤波器,接收端采用平方根升余弦滤波器
    tra=filter(cos_sqrt_b,1,Ads_i);
    rec_1=filter(cos_sqrt_b,1,tra);
    eyediagram(rec_1(100:length(tra)),4*Fs/ps);
    %第二种情况:发送端采用升弦滤波器,接收端采普通滤波器
    tra=filter(cos_b,1,Ads_i);
    rec_2=filter(normal_lpf,1,tra);
    eyediagram(rec_2(100:length(tra)),4*Fs/ps);
    %第三种情况:发送端采用升弦滤波器,接收端采用升余弦滤波器
    tra=filter(cos_b,1,Ads_i);
    rec_3=filter(cos_b,1,tra);
    eyediagram(rec_3(100:length(tra)),4*Fs/ps);
    %第四种情况:发送端采用普通滤波器,接收端采用普通滤波器
    tra=filter(normal_lpf,1,Ads_i);
    rec_4=filter(normal_lpf,1,tra);
    eyediagram(rec_4(100:length(tra)),4*Fs/ps);
    

    仿真结果如下图所示,可以清楚看出,收发端均采用平方根升余弦滤波器的眼图性能最好,这种模式也正是匹配滤波器的概念;发射端采用升余弦滤波器,接收端采用普通滤波器也能得到较好的性能,这正是接收接解调时采用的方式;收发端均采用升余弦滤波器,以及收发端均采用普通滤波器得到的眼图要差得多,因此解调误码率也会更大。
    在这里插入图片描述

    3. pi/4QPSK信号的差分解调

    与DPSK、MSK、ASK等调制信号一样, π / 4 \pi/4 π/4QPSK的常用解调方式也有相干解调和非相干解调两种方式。显然,如果采用相干解调方式,就需要恢复出相干载波。在静态的情况下,相干解调比非相干解调性能上有优势,但是当在移动通信中时,相干解调的性能优势就荡然无存。这是因为在移动通信过程中,信号的衰落变化大,频移特性变化大,十分不利于相干载波的提取。

    非相干解调主要分为鉴频检测和差分解调两种,其中差分解调可以分为基带差分解调和中频差分解调。基带差分解调也需要一个本地载波,不过与接收载波非相干,但是当本地载波和接收载波存在频差时,如果一个码元内的频率偏差使相位偏差达到一定程度时会使系统误码率大量增加。中频差分解调不需要本地载波,解调时时利用接收信号和两个分别延迟一个码元周期和 π / 2 \pi/2 π/2的信号相乘得到的,解调中要求信号的延迟准确才能保证信号能力不过多丢失,如果延迟不准确就会使系统误码性能降低。

    图7-32中为中频差分解调 π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号的电路原理框图,从图中可以看出,这种电路不需要另外的振荡器产生本地同相正交载波。经过延迟的信号 s k − 1 ( t ) = c o s ( ω c t + φ k − 1 ) s_{k-1}(t)=cos(\omega_{c}t+\varphi_{k-1}) sk1(t)=cos(ωct+φk1)与两个支路的信号 c o s ( ω c t + φ k ) cos(\omega_{c}t+\varphi_{k}) cos(ωct+φk) s i n ( ω c t + φ k ) sin(\omega_{c}t+\varphi_{k}) sin(ωct+φk)分别相乘,即
    U ( k ) = c o s ( ω c t + φ k ) c o s ( ω c t + φ k − 1 ) U(k)=cos(\omega_{c}t+\varphi_{k})cos(\omega_{c}t+\varphi_{k-1}) U(k)=cos(ωct+φk)cos(ωct+φk1)
    V ( k ) = s i n ( ω c t + φ k ) c o s ( ω c t + φ k − 1 ) V(k)=sin(\omega_{c}t+\varphi_{k})cos(\omega_{c}t+\varphi_{k-1}) V(k)=sin(ωct+φk)cos(ωct+φk1)
    经滤波和抽样,可得
    I ( k ) = 1 2 c o s ( φ k − φ k − 1 ) , Q ( k ) = 1 2 s i n ( φ k − φ k − 1 ) I(k)=\frac{1}{2}cos(\varphi_{k}-\varphi_{k-1}),Q(k)=\frac{1}{2}sin(\varphi_{k}-\varphi_{k-1}) I(k)=21cos(φkφk1),Q(k)=21sin(φkφk1)
    在这里插入图片描述
    根据 π / 4 \pi/4 π/4QPSK信号基带信号的编码规则, Δ φ k = φ k − φ k − 1 \Delta \varphi _{k}=\varphi _{k}-\varphi _{k-1} Δφk=φkφk1只有四种取值。编码规则为:AB=00对应 π / 4 \pi/4 π/4相位,AB=10对应 3 π / 4 3\pi/4 3π/4相位,AB=11对应 − 3 π / 4 -3\pi/4 3π/4相位,AB=01对应 − π / 4 -\pi/4 π/4相位。当 Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk π / 4 \pi/4 π/4时, I ( k ) > 0 , Q ( k ) > 0 I(k)> 0,Q(k)> 0 I(k)>0,Q(k)>0;当 Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk 3 π / 4 3\pi/4 3π/4时, I ( k ) < 0 , Q ( k ) > 0 I(k)< 0,Q(k)> 0 I(k)<0,Q(k)>0;当 Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk − 3 π / 4 -3\pi/4 3π/4时, I ( k ) < 0 , Q ( k ) < 0 I(k)< 0,Q(k)< 0 I(k)<0,Q(k)<0;当 Δ φ k \Delta \varphi _{k} Δφk − π / 4 -\pi/4 π/4时, I ( k ) > 0 , Q ( k ) < 0 I(k)> 0,Q(k)< 0 I(k)>0,Q(k)<0。因此,可以直接对 I ( k ) , Q ( k ) I(k),Q(k) I(k),Q(k)的符号进行判决,进而直接判决输出发射端的原始数据。判决规则为: I ( k ) > 0 I(k)>0 I(k)>0时判为0,否则判为1; Q ( k ) > 0 Q(k)>0 Q(k)>0时判为0,否则判为1。

    3.1 pi/4QPSK调制解调的MATLAN仿真

    如图7-32所示,差分解调的下边支路还需要对中频采样信号进行 π / 2 \pi/2 π/2的相位延时,也就是获取直接中频采样信号的正交信号。获取正交支路信号的方法大致有两种:直接延时处理,以及采用Hilbert变换滤波器实现。直接延时处理方法的前提是需要获取准确的载波频率。例如,载波频率为2MHz,采样频率为8MHz,则每个载波频率周期采用4个点, π / 2 \pi/2 π/2相位延时相当于正好延时1个采样点。这种处理方法随着载波频率的估计误差,以及移动环境下载频率的偏差会带来较大的误差,从而影响解调性能。Hilbert变换滤波器是一个更为准确的相位延时系统,但是需要Hilbert滤波器。Hilbert滤波器是一个全通滤波器,通过它的信号正频率部分产生负90°相移,负频率部分产生90°相移,其频率响应为
    h ( e j ω ) = { − j , 0 ⩽ ω < π j , − π < ω < 0 h(e^{j\omega })=\left\{\begin{matrix} -j,0\leqslant \omega < \pi & \\ j,-\pi< \omega < 0& \end{matrix}\right. h(ejω)={j,0ω<πj,π<ω<0
    图7-32中的另一个延时处理是码元周期延时,实际工程实现时,如果需要得到精确的码元周期延时,需要获得准确的定位信息。当然,可以将位定时同步电路处理后的信号送回差分解调环路。实际上,通常会将采样时钟频率设计成码元周期(符号速率)的整数倍,且采样频率远大于符号速率,为简化工程设计,通常采用直接延时采样点数的方法实现。

    • 符号速率 R b = 1 M b p s R_{b}=1Mbps Rb=1Mbps
    • 基带成形滤波器滚降系数 α = 0.8 \alpha=0.8 α=0.8
    • 采样速率 f s = 8 R b f_{s}=8R_{b} fs=8Rb
    ps=1*10^6;   %码速率为1MHz
    a=0.8;       %成形滤波器系数
    B=(1+a)*ps;  %中频信号处理带宽
    Fs=8*10^6;   %采样速率
    fc=2*10^6;   %载波频率
    N=2000;     %仿真数据的长度
    
    t=0:1/Fs:(N*Fs/ps-1)/Fs;%产生长度为N,频率为fs的时间序列
    s=randint(N,1,4);       %产生随机四进制数据作为原始数据
    
    %将绝对码变换为相对码
    xk=ones(1,N);
    yk=ones(1,N);
    for i=2:N
        if s(i)==0
            xk(i)=xk(i-1)*cos(pi/4)-yk(i-1)*sin(pi/4);
            yk(i)=yk(i-1)*cos(pi/4)+xk(i-1)*sin(pi/4);
        elseif s(i)==1 
            xk(i)=xk(i-1)*cos(-pi/4)-yk(i-1)*sin(-pi/4);
            yk(i)=yk(i-1)*cos(-pi/4)+xk(i-1)*sin(-pi/4);
        elseif s(i)==2 
            xk(i)=xk(i-1)*cos(3*pi/4)-yk(i-1)*sin(3*pi/4);
            yk(i)=yk(i-1)*cos(3*pi/4)+xk(i-1)*sin(3*pi/4);
        elseif s(i)==3 
            xk(i)=xk(i-1)*cos(-3*pi/4)-yk(i-1)*sin(-3*pi/4);
            yk(i)=yk(i-1)*cos(-3*pi/4)+xk(i-1)*sin(-3*pi/4);
        end
    end
    
    %对相对码数据以Fs频率采样
    Ads_i=upsample(xk,Fs/ps);
    Ads_q=upsample(yk,Fs/ps);
    
    
    %加噪声
    % SNR=20;
    % Ads_i=awgn(Ads_i,SNR);
    % Ads_q=awgn(Ads_q,SNR);
    
    %设计平方根升余弦滤波器
    n_T=[-2 2];
    rate=Fs/ps;
    T=1;
    Shape_b = rcosfir(a,n_T,rate,T,'sqrt');
    %对采样后的数据进行升余弦滤波;
    rcos_Ads_i=filter(Shape_b,1,Ads_i);
    rcos_Ads_q=filter(Shape_b,1,Ads_q);
    
    %产生同相正交两路载频信号
    f0_i=cos(2*pi*fc*t); 
    f0_q=sin(2*pi*fc*t);       
    
    %产生PI/4_QPSK已调信号
    piqpsk=rcos_Ads_i.*f0_i-rcos_Ads_q.*f0_q;       
    
    %设计Hilbert滤波器及相同阶数的普通带通滤波器
    fpm=[0 0.25 1 3 3.75 4]*10^6*2/Fs;  %firpm函数的频段向量
    magpm=[0 0 1 1 0 0];                %firpm函数的幅值向量
    n=30;                               %滤波器阶数
    h_bpf=firpm(n,fpm,magpm,'hilbert') ;%Hilbert带通滤波器
    bpf=firpm(n,fpm,magpm);             %普通带通滤波器
    %绘制Hilbert滤波器及普通带通滤波器频率响应
    freqz(h_bpf);
    freqz(bpf);
    
    %完成对PI/4_QPSK信号的Hilbert滤波及普通滤波
    piqpsk_i=filter(bpf,1,piqpsk);
    piqpsk_q=filter(h_bpf,1,piqpsk);
    
    %对普通带通滤波后的数据进行一个符号周期延时处理
    piqpsk_di=[zeros(1,Fs/ps),piqpsk_i(1:length(piqpsk_i)-Fs/ps)];
    
    %实现差分解调
    demod_mult_i=piqpsk_i.*piqpsk_di;
    demod_mult_q=piqpsk_q.*piqpsk_di;
    
    %对乘法运算后的同相正交支路滤波
    demod_i=filter(Shape_b,1,demod_mult_i);
    demod_q=filter(Shape_b,1,demod_mult_q);
    
    %绘制解调后的同相正交支路眼图
    eyediagram(demod_i,4*Fs/ps)
    eyediagram(demod_q,4*Fs/ps)
    
    %绘制pi4_QPSK信号频谱、pi4_QPSK信号时域波形
    figure(1)
    m_piqpsk=20*log10(abs(fft(piqpsk,1024)));m_piqpsk=m_piqpsk-max(m_piqpsk);
    %设置幅频响应的横坐标单位为MHz
    x_f=[0:(Fs/length(m_piqpsk)):Fs/2];x_f=x_f/10^6;
    %只显示正频率部分的幅频响应
    mpiqpsk=m_piqpsk(1:length(x_f));
    %设置时域波表的横坐标单位为us
    Len=100;%设置时域波形显示的点数
    x_t=1:Len;%产生长度为Len的时间序列
    x_t=x_t/Fs*10^6;
    %显示所需的频谱及时域波形
    subplot(211); plot(x_f,mpiqpsk);       
    legend('PI/4 QPSK信号频谱');
    xlabel('频率(MHz)');ylabel('幅度(dB)');grid on;
    subplot(212);plot(x_t,piqpsk(101:Len+100));
    legend('PI/4 QPSK时域信号波形');
    xlabel('时间(us)');ylabel('幅度(V)');grid on;
    
    

    下图为 π / 4 \pi/4 π/4QPSK 信号的频谱及时域波形,图7-34为解调后的同相正交支路眼图。从解调后的基带波形眼图可以看出,同相及正交两条支路的眼图均十分清晰,具有良好的解调性能。
    在这里插入图片描述
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    展开全文
  • 2.1 PSK 调制方式 PSK原理介绍以 2-PSK 为例 移相键控 (PSK)又称为数字相位调制 , 二进制移相键控记作 2PSK绝对相移 是利用载波的相位 ( 指初相 ) 直接表示数字信号的相移方式二进制相移键控中 , 通常用相位 0 和 来...
  • PAGE 1 c a g(t-nT )] cosw t (a) 模拟调制产生 2PSK信号 (b) 数字键控的方法产生 2PSK信号 图 9 2PSK 信号的调制原理图 QPSK信号可以看作两个载波正交 2PSK信号的合成 图3-5 QPSK信号解调原理方框图 w=1:400% 规定...
  • 2.1 PSK 调制方式 PSK原理介绍以 2-PSK 为例 移相键控 (PSK)又称为数字相位调制 , 二进制移相键控记作 2PSK绝对相移 是利用载波的相位 ( 指初相 ) 直接表示数字信号的相移方式二进制相移键控中 , 通常用相位 0 和 来...
  • QPSK调制仿真与分析,使用matlab仿真实现QPSK相干调制与解调,通过AWGN信道,画出误比特率曲线
  • 2.1 PSK 调制方式 PSK原理介绍以 2-PSK为例 移相键控(PSK)又称为数字相位调制 , 二进制移相键控记作 2PSK绝对相移 是利用载波的相位 ( 指初相) 直接表示数字信号的相移方式二进制相移键控中 , 通常用相位 0 和 来...
  • 、基于MATLAB构构建一个在高斯白噪声信道条件下的QPSK仿真系统 QPSK调制解调过程; 2、撰写设计报告
  • 程序使用MATLAB语言设计,主要实现基于QPSK方式的调制解调,设计时,在调制端加入了成型滤波器,同时在解调端加入了匹配滤波器。
  • QPSK调制解调完整程序

    2017-08-25 20:01:02
    假定接收端已经实现载波同步,位同步
  • verilog qpsk调制解调

    千次阅读 热门讨论 2021-02-08 16:01:29
    qpsk调制解调原理 qpsk调制主要有两种调制方式,一种是基于0,π/2,π,3π/2四种相位的调制,一种是基于π/4,3π/4,5π/4,7π/4的调制。我采用的是第二种调制方法。 第二种方法我采用如下系统来实现。 ...

    qpsk调制解调

    qpsk调制解调原理

    • qpsk调制主要有两种调制方式,一种是基于0,π/2,π,3π/2四种相位的调制,一种是基于π/4,3π/4,5π/4,7π/4的调制。我采用的是第二种调制方法。

    • 第二种方法我采用如下系统来实现。其实就是两路2psk调制后再相加。
      qpsk调制原理

    • 有关解调,在不考虑载波提取和位同步信号提取的前提下,只需要将qpsk信号经过相乘器和两个同相、正交两个正弦信号相乘再低通滤波,即可得出基带波形。最后再抽样判决,恢复出原本的数字基带信号。

    • 我的代码主要由以下几个部分组成

    1. 2位二进制数字基带信号生成部分
    2. 同相、正交正弦波生成波表
    3. qpsk调制部分
    4. qpsk解调部分
    • 数字序列生成器
      always@(*) begin case(state) 3'd0: code <= 2'b00; 3'd1: code <= 2'b01; 3'd2: code <= 2'b10; 3'd3: code <= 2'b11; 3'd4: code <= 2'b11; 3'd5: code <= 2'b10; 3'd6: code <= 2'b01; 3'd7: code <= 2'b00; default code <= 2'b00; endcase end
      生成如上二进制序列
      00 代表 45°
      01 代表 315°
      10 代表 135°
      11 代表 225°

    • qpsk调制部分

    • 先生成一个0相载波和一个90°初相位载波,这里我用二进制序列的高位控制0相载波,低位控制90°载波,可以当成是两个独立的2psk调制进行处理。然后再将这两个信号相加得到qpsk信号。将来解调的时候依然是按此规则,解调得到二进制序列的高低位。

    • always@(posedge clk) begin if(dq == 1) sin_q <= sin_0; else sin_q <= -sin_0; if(di == 1) sin_i <= sin_90; else sin_i <= -sin_90; end assign qpsk = sin_q + sin_i ;
      仿真结果如下
      qpsk调制

    • qpsk解调部分
      如上面提到的,这里采用相干解调,暂时先直接用本地生成的0相载波和90°载波来解调(过几天学习如何使用克斯塔斯环来从已调信号中提取)。如调制的顺序,乘以0相载波的对应二进制序列高位,乘以90°载波的对应二进制序列低位。
      qpsk解调原理框图
      数学公式推导

      reg signed [16:0]mult_sin_q; reg signed [16:0]mult_sin_i; always@(*) begin mult_sin_q <= qpsk * sin_0; mult_sin_i <= qpsk * sin_90; end
      两路信号分别通过低通滤波器,滤除2倍载波分量(这里载波频率为2Mhz,基带信号的第一零点带宽为100khz),这里取滤波器截止频率为1Mhz,滤波器用matlab软件生成。
      filter02 filter02_inst1( .clk(clk), .clk_enable(1), .reset(0), .filter_in(mult_sin_q[16:1]), .filter_out(filter_out_q) );

    filter02 filter02_inst2( .clk(clk), .clk_enable(1), .reset(0), .filter_in(mult_sin_i[16:1]), .filter_out(filter_out_i) );
    仿真结果
    可见滤波后波形基本上关于0对称,因此可以以0为判决门限进行抽样判决。
    最后抽样判决得到数字基带信号。
    always@(posedge syc_clk) begin if(filter_out_q >= 0) demod_out[1] <= 0; else demod_out[1] <= 1; if(filter_out_i >= 0 ) demod_out[0] <= 0; else demod_out[0] <= 1; end
    这里的syc_clk作为位同步信号,我直接用的是本地生成二进制基带信号时的控制时钟,没有进行位同步信号提取。
    在这里插入图片描述
    可见译码基本正确。注意到抽样判决输出的信号比原本的二进制码元滞后一个位同步时钟,根据分析,可能是因为滤波器的输入到输出需要多个系统时钟周期来处理,因此在输入码元跳变的时候它不会立马跳变,因此导致了判决时钟来了的时候滤波器输出的基带波形仍然保持上一个状态的值。导致滞后一个时钟。

    展开全文
  • 2、调制模块,QPSK调制(格雷码); 3、八倍插值模块,时域数据中补零,减小“栅栏效应”; 4、发端低通滤波模块,用根升余弦滤波器限制信号带宽,进行波形成型; 5、高斯信道模块,根据SNR给信号添加高斯白噪声; 6...
  • 通信原理QPSK,SystemView
  • 应用verilog硬件语言对qpsk调制解调系统进行编写,以实现其功能。 用的quartus ii 开发,使用Verilog语言
  • matlab实现QPSK调制解调

    千次阅读 热门讨论 2020-07-04 16:05:21
    画出QPSK信号产生的信息、I路、Q路信号对比图以及接收端解调的I路,Q 路,信息恢复的对比图。 二、设计 三、代码 clear all; clc; N=20; T=1; fc=2 Fs=100; bitstream=randi([0,1],1,N); bitstream=2*bitstream-1; ...
  • QPSK 调制解调入门matlab代码,有注释。
  • OFDM QPSK调制解调

    2020-04-14 14:51:33
    OFDM系统QPSK调制解调以及星座图画图。程序中有详细注释,适合初学者理解QPSK调制过程以及星座图画法。
  • 这是一个非常完整的qpsk调制解调用fpga实现的工程,在工程中已经能够正常使用,使用的quartus ii 开发,使用Verilog语言,文件中还包含了各种滤波器的系数文件,还有matlab仿真文件,整个工程包含从串并变换,相位...
  • 用simulink搭出QPSK调制解调的框图,在m文件中设置码元数量、载波频率、采样频率等参数,生成基带波形、调制波形、解调波形、基带和调制信号的功率谱密度、星座图等。
  • 、基于MATLAB构构建一个在高斯白... QPSK调制解调过程; d. QPSK信号星座图,高斯噪声曲线; e. 高斯白噪声信道条件下的误码性能以及高斯白噪声的理论曲线,要求所有误码性能曲线在同一坐标比例下绘制 2、撰写设计报告
  • 载波频率2.4GHZ 码元速率500MHz 含有加噪处理过程 代码可运行 无问题 学渣草草之作 作业用 有点水
  • qpsk调制解调,理论值与实际值的星座图比较。
  • qpsk调制解调器Simulink仿真,使用COSTAS环载波同步的方法,其中包括误码率检测,星座图等

空空如也

空空如也

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qpsk调制解调原理

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