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  • 霍尔传感器信号调理电路使用广泛,而且该电路技术比较成熟,精度很。
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  • 转自周立功《面向AMetal框架与接口的编程(上)》 第二章 ADC 信号调理电路设计 2.3 必要措施 一个完整的采集电路框图详见图2.19,从传感器或信号源到最终的ADC 数据输出,中间需要经过输入范围调整、多通道复用...

    转自周立功《面向AMetal框架与接口的编程(上)》 第二章  ADC 信号调理电路设计

    2.3 必要措施

    一个完整的采集电路框图详见图2.19,从传感器或信号源到最终的ADC 数据输出,中间需要经过输入范围调整、多通道复用等信号调理环节。除ADC 自身之外,需要考虑整个采集通道链路的设计,才能获得的良好采集精度。

    图2.19 典型的采集电路框图

    在设计采集通道时,需要考虑的问题有:

    • 信号的大小和ADC 满量程输入的范围。

    • 信号的极性和ADC 输入的极性。

    • 信号的通道数,是否需要多通道同步采样,还是采用复用输入?

    • 信号是单端输入,还是差分输入?

    >>> 2.3.1 输入范围匹配

    传感器信号往往都很微弱,幅度可能只占ADC 量程的一小部分。使得最大输入信号的幅度与ADC 量程相匹配,对于得到最大的ADC 转换精度是重要的。假定要转换的信号在0V 至2V 之间变化,而VREF 等于3V,则最大信号的ADC 转换数值是2729(2.0V),详见图2.20。这样,就有1366 个未使用的转换数值,即丢失了转换信号的精度。

    图2.20 输入信号幅度与ADC 测量范围

    最好使用一个外部的前级放大器,这个放大器可以把输入信号的范围转换至ADC 模块的范围。例如使用LMV358A 搭建10 倍同相放大器,使得0~300mV输入信号,转换到0~3V。

    同样可以使用外部的放大器搭建叠加电路,完成双极性正负输入,转换成单极性输入;搭建仪表放大器,完成差分输入转换成单端输入。

    >>> 2.3.2 多通道采样设置

    考虑硬件成本时,多个采集通道复用一个ADC 是常用的做法。LPC82x 具有12 路模拟输入管脚,芯片内部已经是多路复用结构,详见图2.21。

    图2.21 LPC82x 模拟输入通道的多路复用等效电路

    使用这种时分复用结构时,非常容易由以下两个问题导致精度下降:

    • 通道的信号源阻抗过大导致建立时间不足,采集到的电压值减小。

    • 通道切换时间过快,多路开关公共端的寄生电容,导致相邻通道上的信号出现串扰。

    虽然信号源阻抗的影响已经设计了缓冲运放彻底解决,但是考虑到成本因素,每个通道都加入一个运放有时无法接受,更合理的配置是幅值精度要求高的信号通道上使用运放,要求不高的通道上信号源直接输入ADC 通道。

    这种混合配置需考虑两种情况:直接输入通道为高速信号并且要求高带宽,或者为低速信号并且要求限制带宽。当直接输入通道为高速信号的参考电路详见图2.22,为了避免通道串扰导致的电压残留,通道上不能并接电容,设计关键在于信号源阻抗与采样速率相匹配。

    图2.22 直接输入通道为高速信号时的多通道采样电路

    要根据采样速率,对直接输入通道信号源阻抗的极限值进行量化。为了方便计算,取多路复用结构中的单个LPC82x 模拟输入通道,等效电路详见图2.23。

    图2.23 LPC82x 单个模拟输入通道的等效电路

    从左至右来看,RS 为外部信号源阻抗,CPIN 是输入引脚电容(基本可忽略),RSWITCH为多路复用开关电阻+采样开关导通电阻,CSAMPLE  为采样电容。采样期间开关闭合,RS、RSWITCH、CSAMPLE  构成单极点RC 网络,它的时间常数可以表示为:

    假设在采样刚开始时,采样电容上电压为0,电容上电压与上升时间的关系可以表示为:

    由此可见,可以根据变化时间确定采样电容上的电压达到输入信号电压值的百分比。假设RS为0,当采样电容上的电压为输入电压值的99.32%时,将有0.68%(剩余百分比)的电压无法准确获得,也就是说最小分辨率为0.68%,这和7.2 位的ADC 的分辨率一致。剩余百分比和ADC 位数的换算公式为log2(1/剩余百分比)log2(1/剩余百分比),其典型换算结果详见表2.4。

    表2.4 建立时间与ADC 精度

    根据这个表的计算,如果不能给ADC 足够的采样时间会导致ADC 的精度降低。假设一个采样速率为1Msps 的12 位ADC,有效的采样时间为750ns。当RS 为0 时,750ns>200ns,采样电容上能获得远高于12 位的精度,采样时间是足够的。如果现在对信号源增加5KΩ内阻,然后可以得到:如果要达到13bits 精度,ADC 至少需要1350ns 的采样时间:

    750ns 的采样时间就已经不够了。这时,可以通过改变软件来降低ADC 的采样率来获得更长的采样时间。而判断是否应该降低采样速率,以LPC82x 最高采样速率1Msps 情况下,所允许的最高源阻抗为参考值。考虑信号建立至1/2LSB,计算过程如下:

    该极限值表示,使用图2.22 的直接输入通道为高速信号的多通道采样电路,最高信号源阻抗不能超过2kΩ,否则需要降低采样速率。

    当直接输入通道为低速信号的参考电路详见图2.24,对源阻抗无要求,但通道两侧的相邻输入通道需要接地。总结多通道采样设置方法详见表2.5,高速信号是指需要进行波形采样的信号,比如采集电网波形。低速信号是指只关注直流分量的信号,比如电源电压、温传感器的输出电压。

    图2.24 直接输入通道为低速信号时的多通道采样电路

    表2.5 多通道采样电路的选择方法

    >>> 2.3.3 电源分配策略

    电源噪声是电路板上重要的噪声源头。为了减少干扰,建议模拟和数字部分独立使用稳压器供电,详见图2.25。

    图2.25 模拟部分与数字部分独立供电

    >>> 2.3.4 PCB 布局布线处理

    数字信号的开关噪声是电路板上另外一大干扰源。避免干扰电路板上的数字电路干扰模拟电路,应该遵循下面的规则:

    • 模拟部分器件与数字部分器件,分区域放置,避免交叉放置,详见图2.26。

    图2.26 模拟器件与数字器件分区域放置

    • 分割地平面,然后使模拟地平面与数字地平面在单点连接,避免通过公共的地回路引入干扰,详见图2.27。

    图2.27 分割地平面在单点连接

    • 模拟走线与数字走线,避免靠近平行走线,如果不能避免,加地线屏蔽模拟走线,详见图2.28。

    图2.28 避免数字走线干扰模拟走线

    2.4 实测验证

    为验证改善方法的有效性,特制作了实际的电路板。测试LPC824 内部ADC 的关键精度指标,并且与成品开发板AM824 的测试数据进行对比。主要测试数据为无噪声分辨率、INL、失调误差、增益误差。

    >>> 2.4.1 无噪声分辨率

    无噪声分辨率定义为ADC 电路测量一个无噪声的稳定直流电压源,统计多次连续采样数据,输出数字代码能够保持不跳动的位数。无噪声电压源使用干电池,理想情况下,输出代码不跳动,只有一个输出代码。

    在原AM824 开发板上,重复测试一块干电池200 次,获得的数据直方图详见图2.29。

    图2.29 AM824 开发板测试直流信号的代码分布

    在使用了本文改善措施的电路板上,重复测试同一块干电池200 次,获得的数据直方图详见图2.30。

    图2.30 标准化电路板测试直流信号的代码分布

    经过对比,发现原数据跳动在6 位数码,转换成分辨率为3 位,就是说如果使用原开发板,最多可以发挥9 位分辨率的精度。但是在新的电路板上,我们看到数据相对集中而且跳动仅仅在3 位,测量的精度更高,可以使用10 位的分辨率精度。

    >>> 2.4.2 积分非线性(INL)

    INL 是表征ADC 精度的一个重要参数。在ADC 的全量程范围内,设置输入电压值从小至到大,依次等间距采集一系列数据点,可以线性拟合出一条最贴近这些数据点的直线。理想情况下,ADC 是线性的,采集数据点应该全部落在该直线上。实际的采样数据点与拟合直线的偏离程度,则表征了ADC 的非线性。在原AM824 开发板上测试的数据详见 表 2.6(Vref=2.5V)。

    表2.6 AM824 开发板的INL 测试数据

    AM824 开发板INL 数据的拟合曲线详见图2.31。

    图2.31 AM824 开发板INL 数据的拟合曲线

    在使用了本文改善措施的电路板上,重复测试获得的测试数据详见表2.7(Vref=3V)。

    表2.7 标准化电路板的INL 测试数据

    标准化电路板INL 数据的拟合曲线详见图2.32。

    图2.32 标准化电路板INL 数据的拟合曲线

    通过对比 表2.6 与表2.7 发现,在电路板上加入这些措施后,INL 得到了改善,从原来的5.3 个 LSB 改善为后来的3.6 个LSB。

    >>> 2.4.3 失调与增益误差

    1.  失调误差

    失调误差定义为第一次实际的转换至第一次理想的转换之间的偏差。理想情况下,第一次转换应该发生在输入信号为0.5 LSB 时。失调误差以EO 标注,测试过程如下:

    调节可调电阻,产生连续可变的mV 级电压值输入到标准化电路板,观察ADC 输出代码变为1 的电压值为:2.44mV。实测电路板上基准电压为:3047.56mV,算得1LSB =3047.56/(4096*2)=0.74mV。

    2.  增益误差

    增益误差定义为最后一次实际转换与最后一次理想转换之间的偏差。理想情况下,当模拟输入电压等于VREF-0.5LSB 时产生从0xFFE 至0xFFF 的变换。增益误差以EG 标注,测试过程为:调节可调电阻,产生Vref 附近连续可变的电压值输入到标准化电路板,观察ADC输出代码变为0xFFF 的电压值为:3046.35mV。

    2.5 应用说明

    总结改善后的标准化电路板和AM824 开发板的精度指标测试值详见表2.8。

    表2.8 标准化电路板与AM824 开发板的ADC 测试精度

    表中数据表明,经过上面提及到的方法改进后,除增加ADC 驱动运放导致失调电压有略微增加之外,所有参数指标都可以有进一步的改善。在AM824 开发板中无噪声分辨率比较低,根据公式log2(1/跳动LSB)log2(1/跳动LSB),在9 位左右。INL 根据公式log2(1/误差LSB)log2(1/误差LSB)也是9 位。

    在改进设计后的标准化电路板,片上ADC 可以发挥更好的性能指标,其无噪声分辨率与INL 性能都提升到了10 位,适合于精度等级为0.5%的应用。

    在实际应用中,如果用户需要进行修改滤波器带宽或输入范围等参数,可以在以下几方面进行,只需要做一些参数上或通道电路上的调整,详见表2.9。

    表2.9 用户参数选择

     

     

     

     

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  • 使用AD8618设计ADC信号调理电路随笔

    千次阅读 2020-09-25 17:34:18
    4、根据输入输出电压范围,调理电路使用移位型直接耦合同相放大电路实现: 5、运放选型:参考CREE的逆变器设计参考,官网看了半天,最终选择了ADI的AD8618四通道运放,不得不说这款运放性能真的好,

    使用AD8618设计ADC信号调理电路随笔

    最近需要设计DCDC控制板的信号调理电路,受益良多,记录一下。
    1、电压电流传感器参数如下:在这里插入图片描述
    2、输出电压±5V,DSP的ADC输入信号为0-3V,留出裕量,取0.3-2.8V。
    3、采集的信号为直流,但需要测量瞬时信号,因此拟取调理电路带宽至少大于10kHz。
    4、根据输入输出电压范围,调理电路使用移位型直接耦合同相放大电路实现:
    直接耦合同相放大电路
    5、运放选型:参考CREE的逆变器设计参考,官网看了半天,最终选择了ADI的AD8618四通道运放,不得不说这款运放性能真的好,
    单电源供电,GPB高达24MHz,输入失调电流最高0.5pA,压摆率12V/us,开环输出阻抗3Ω,具体参数见官方文档
    https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD8615_8616_8618.pdf
    6、选择3.3V供电电压(用3.3V可以避免使用外部限幅),上图中的电阻计算公式可参考西交大analog-circuit书第四部分P150,这里就不详细计算了。总之最终目的就是将传感器输出的-5V-5V的电压衰减并移位到0.3-2.8V。
    7、刚开始没有注意到传感器参数要求负载电阻≥10kΩ,直接机械的参考了CREE的设计,选了一组阻值相近的电阻,但是通过TINA仿真发现,输入阻抗只有7kΩ多,这时候就有疑惑了,按说同相比例放大电路的输入阻抗是非常大的,基本上跟运放本身的输入阻抗差不多,这时再来分析这个电路:
    在这里插入图片描述
    R1 = 6.19K
    R2 = 3.24K
    R4 = 1.54K
    R5 = 5.49K
    计算输入阻抗时把VD接地,此时R2和R5并联,后面的同相电压跟随器其输入阻抗Rin大于1MΩ,这样相当于输入阻抗为
    R1 + R5//Rin//R2,粗略估计一下,R5//Rin//R2肯定小于R2,我们取2k,再加上R1大约8k左右,跟仿真结果差不多!
    为什么同相放大电路输入阻抗会这么小呢?原因是其输入有R2和R5两个电阻,这样就形成了一个并联支路,相当于后端的运放兆欧级输入阻抗和前端一个很小的电阻并联,其结果当然不会很大。
    知道这一点后面就简单了,只要把这四个电阻等比例增大一定程度,使电路等效输入阻抗大于10k即可。到这里才明白,为什么传感器公司的技术支持建议传感器输出接一级电压跟随器,目的就是增大传感器的负载电阻,为什么我没有用呢?因为传感器的输出是±5V的双极性电压,所以跟随器的运放必须双电源供电,还得单独搞一个-5V的电源,麻烦!
    当然上图R1、R2、R4、R5也不能太大,否则容易引入噪声,最终的调理电路如下:
    在这里插入图片描述
    8、输出接了一个RC低通滤波,关于RC的设计,也可参考西交大的这本神书。
    在这里插入图片描述
    输出对地接大电容负载是很危险的,容易引起过冲和振铃、电路不稳定,甚至自激振荡。
    在这里插入图片描述
    一阶低通在-3dB处带来-45°相移,-6dB处带来-60°相移,这样已经将相位裕度基本消耗完了,电路容易失稳。个人理解是RC低通的转折频率不能太低,如果转折频率处在采样信号的频率范围内,或接近其频率,就容易引起相位滞后过度消耗相位裕度。
    AD8618这款芯片比较有意思,在CREE的设计参考中,输出并了一个4700pF的电容,这已经很大了。对设计的电路仿真发现,输出挂100nF的大电容,其阶跃响应依然稳定。。。
    在这里插入图片描述
    暂时就写这些,其实设计过程中还有很多地方模棱两可,基础真的很重要。

    展开全文
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  • 【文献学习】热电偶信号调理电路

    千次阅读 2021-11-09 23:08:09
    这篇笔记主要是记录一些文献中,热电偶温度测试系统相关的信号调理电路以及数据处理方式,并稍作总结,在之后做一些测试工作,归并改进,以对初步设计的系统进行升级迭代。 1.用电压—频率转换的方法处理热电偶信号...

    这是在做一个高精度高温传感器配套测试系统时的文献学习笔记。仅做记录总结,方便自己之后查看汇总,言语如有不得体之处还请见谅,转载注明出处。

    这篇笔记主要是记录一些文献中,热电偶温度测试系统相关的信号调理电路以及数据处理方式,并稍作总结,在之后做一些测试工作,归并改进,以对初步设计的系统进行升级迭代。


    1.用电压—频率转换的方法处理热电偶信号

    Murmu, A., Bhattacharyya, B., Munshi, S., 2018. A synergy of voltage-to-frequency converter and continued-fraction algorithm for processing thermocouple signals. Measurement 116, 514–522.. doi:10.1016/j.measurement.2017.11.047

    文献主要的亮点是用了Vtof 电压频率转换电路处理热电偶信号,用 continued-fraction algorithm 连续分数算法在MCU中做信号处理。较之后面的其他文献,实现的精度不是特别高,但胜在简单可靠,没有复杂的硬件设计,实现过程也易于理解。

    电路用了 负温度系数的热敏电阻,接入LM311的8引脚进行冷端温度补偿,再把带有补偿、热电偶输出的信息的方波输入MCU。

    电路图:

    电路首先使用三个OP07组成的差分放大器,按照虚短虚断推算,放大倍数为R1/R2,放大后经过一个RC低通滤波滤除工频干扰,然后通过高精度电压频率转换器LM311转换成一定频率的脉冲序列。

    输出方波频率与输入电压的关系: 

    约束条件: 使得LM311引脚 67 的时间常数匹配

    而参考节点的电阻由方波的上升时间τ决定:

    再之后,把vout通过采集卡输入进处理器后,就可以由信号的上升时间、频率获得热电偶所测温度了。文献中使用PC声卡采集信号,因为要求输入信号有效值不超过1V所以进行了分压、去耦处理,然后分别使用上升沿触发、下降沿触发得到两个脉冲序列,从而获得τ与f。

    在大多数实现线性化输出的技术,多是基于只读存储器 (ROM) 的查找表(LUT) 方法和涉及分段线性或多项式插值的软件方法。基于硬件的线性化方案,特别是模拟线性化电路很少。这是一个很不错的参考电路。

    文献中,还学到了Steinhart-Hart 方程 :一种通过热敏电阻变化计算温度的方法。

    作者在恒温油箱中的测试结果:

    2.用双输入对数运算放大器处理,用模电提高线性化

    A. Mukherjee, D. Sarkar, A. Sen, D. Dey and S. Munshi, "An analog signal conditioning circuit for thermocouple temperature sensor employing thermistor for cold junction compensation," 2013 International Conference on Control, Automation, Robotics and Embedded Systems (CARE), 2013, pp. 1-5, doi: 10.1109/CARE.2013.6733711.

    先看电路图:

    冷端补偿:

    上面的三运放放大网络的分析没太看懂,但这个作者设计这个电路的初衷是通过模拟电路的方式使得热电偶的输出信号能更具线性度,用这总方式可以实现不用MCU,仅仅通过模拟电路与基础ADC、译码器和显示电路就能完成温度读取。但在我所做的系统中并不想考虑这种方案,因为运放太多了,较多的有源器件会映入更多的噪声,也对电路测试调整带来了很大的困难,而且较之调研的这些方案我觉得我的软件设计能够成为一个亮点。

    简而言之就这个电路比较复杂了,有一定的参考价值,但不值得做复现或者改良。

    作者通过SPICE仿真验证了在非线性输入与温度补偿,从其他文献以及热敏电阻数据手册获得模拟参数,仿真结果   标准偏差在0.32°C 0.76°C   ,用实物做的话肯定达不到这个精度。

    3.用反向插值表or函数处理热电偶信号

    L. Ximin, "A Linear Thermocouple Temperature Meter Based on Inverse Reference Function," 2010 International Conference on Intelligent Computation Technology and Automation, 2010, pp. 138-143, doi: 10.1109/ICICTA.2010.284.

    这个处理电路使用了AD590读取冷端温度,AD转换输入单片机做数据处理与结果显示。

    电路示意图:

    这个实现比上一个还要复杂,其中冷端补偿的方式也是独具一格:用多路复用放大电路,对热电偶、校准电阻输出信号(U1~U5)进行一定的数学运算从而运算确定0℃电压值,进行零点校准的同时也完成了冷端补偿。这个思路很有特点,但是仔细一想,根本不用做的这么复杂。零点校准完全可以放到MCU里面来做,换一个运算速度更高的处理器,比实现这个复杂电路省钱还省力。

    这里用AD590做冷端温度补偿,这个温度传感器在许多教程、课程中都有例举,但查了一下,典型的旧时代外国产品,又贵精度还低,完全是吃了老教材、教程的红利(个人观点),而且我设计的初步方案也有考虑用这个传感器,但是进行传感器调研选型后连买来试一下的想法都没有。

    做输出计算,一般是根据标准参考函数或反向参考函数计算温度值。这样可以获得准确和线性的测量。但是,通过微处理器计算的函数比较低效,并且对实时测量有很大的影响。在这篇文献中,作者研究了标准参考表的方法,其不仅可以实现按标准参考功能进行温度测量,而且可以节省大量的计算时间,保证实时测量的准确性。与搜索标准参考表的方法相比,反向参考表的查找方法以热电动力经过简单运算为表地址,节省搜索时间,简化程序,也在一定程度上提高了实时性。

    首先复习一下单片机中热电偶信号最简单的处理方法:首先通过冷端温度to  查表找到对应热电势Et,然后加上热电偶输出E2,得到所需要的E(t)  。中间温度定理,上节笔记有提到。

    这里作者做了一件我认为非常有参考意义的事:他对比了多项式拟合法和参考函数表查找法的精度匹配情况:

    计算后发现,对数据进行九阶拟合的精度

    对比:  0 ~ 50℃的参考表E ( t )  51个数据

    -200 ~ 1372℃的反参考表t ( E )  2026个数据  

    这两个表的查询、插值精度是和多项式拟合计算的结果相差不大的(甚至表做的数据够多,间隔等于Et分辨率时都不用插值)

    这里作者做的反向差值表 ,温度区间根据测量不同决定,把计算得的热电动力E(t) 除以反向参考表的间隔(文中是30uV),商数乘以 2 作为查找表的地址,可以直接获得温度测量。根据存储空间的大小,对逆参考函数表t [ E (  t , 0 ) ]进行尽可能的扩展,以获得尽可能高的测量精度。

    而在MCU中计算一个九阶多项式,花的时间是非常多的,使用ROM存储查询表,地址搜搜查找的方式, 明显后者复杂度更低。这是一种用静态内存换取运算速度的方式,考虑到我目前使用的STM32 512Kb内存,存三五千个数据的查询表完全够用(虽然这会对后面接入微处理器操作系统造成一定影响,不过开发板带了SD卡,大不了存SD卡,用的时候放到闪存里面),我会在后续的系统迭代中使用这个数据处理的方法。

    此外,这个通过热电势的值简单运算得到查找表地址的思路,和有序向量插值查找的思路十分相似,甚至可以说如出一辙。而文献中的这种查找方式有很大的局限性:它必须要求查找表按照Et等间隔、在测量范围内全部有序的给出,这导致,如果想要提高查询表密度以提高精确的,就得全面地提高查找表的密度,占用更大的静态内存。虽然提高密度不过是在生产查询表的程序中改一个参数而已,不过占用内存总归不大方便。基于此,我准备利用有序向量插值查找的思路,对这个查找方法进行改写,实现在loglogn的时间复杂度内(这是非常低的了)实现Et到t 的查询、插值,且不必要求查询表等间隔分布,可以在重点测温范围内大密度做表,在其他地方小密度做表。

    4.基于递归B样条最小二乘的方法给出拟合函数

    Guo Wei, Xin Wang and Jinwei Sun, "Signal processing method with cold junction compensation for thermocouple," 2009 IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference, 2009, pp. 1458-1462, doi: 10.1109/IMTC.2009.5168685.

    作者用一种基于递归B样条最小二乘的方法作为解决方案 ,生产两个计算模型E(t) 、 t(E) ,消除冷端干扰并计算热电偶热电势到温度转换。

    采用 B 样条最小二乘法是因为它的近似质量很好。递归方法用于简化操作并使其适合在MCU中使用,所以就可以实时的在MCU中进行模型的校准(热电偶使用久了,要是不是校准标定),而其他的计算模型,无论是最小回归、查询表法,都得测得数据后在计算机中建立计算模型。这点是这篇文章所用方法的最大两点。

    测试结果:

    S型相对误差为0.45%,K型为0.29%  。作者仅使用热电偶标准表的模拟研究 ,但是没做实物。

    再提一嘴,这些文章提到所做测试系统的精度时,用的标准都没有统一。这篇文章给的参数是最大相对误差和平均相对误差(做异常值判断了吗,给的是平均值与参考值的相对误差的话,需要给出测试点数啊),而其他文章有的给精度Accuracy(给精度要给置信区间啊),有的给绝对误差,有的给均方根误差(这个好),这对各方案的精度横向对比造成了很大的困难。

    之后我写的各种报告,精度确定规范一定按照国际计量标准来。

    5.用虚拟仪器和神经网络技术校准系统

    D. Wen, L. Qing and Lu Qiang, "Calibration System for Thermocouple Application Based on Technology of Virtual Instrument and Neural Network," 2007 8th International Conference on Electronic Measurement and Instruments, 2007, pp. 1-268-1-273, doi: 10.1109/ICEMI.2007.4350439.

    在热电偶自动校准系统中,实现热电偶与温度之间转换的手段是建立热电偶特性E~t的数学模型。论文将虚拟仪器技术与神经网络相结合,建立了E~t热电偶特性的模型,并采用带动量因子的梯度下降算法调整RBF神经网络的参数。然后用它在线测量热电偶。

    亮点是介绍了基于虚拟仪器技术的热电偶标定系统的新方法,对比分段线性拟合和分段多项式拟合,神经网络模块具有高速并行计算能力和非线性传递特性。可以随时学习,效率高。与常用的求模方法相比,神经网络不能深入了解对象的原理,只能简单地求出数学模块表达式。

    文章用了一个径向基函数RBF神将网络,这是一种三层神经网络,其包括输入层、隐层、输出层。从输入空间到隐层空间的变换是非线性的,而从隐层空间到输出层空间变换是线性的。隐含层的作用是把向量从低维度的p映射到高维度的h,这样低维度线性不可分的情况到高维度就可以变得线性可分了,主要就是核函数的思想。(理解有一定困难,但没有必要完全弄懂)

    文章在建立E~t数学模型时,主要改变的是输出层的权值向量和偏移向量。

    简而言之就是换了种更nb的拟合方法  蹭了神经网络的热度,进行学习时要一直用程序输数据,然后让网络学习 ,数据来自其他文献和数据手册。作者说一共用了260 组数据作为 RBF 神经网络的训练样本,从 ITS90 表的 0°C 开始,每 5°C 作为一组数据。

    测试层面,作者用了Lab View  MATLAB Script Nodes 仿真,得到了不错的准确度。程序具有简单、速度快、精度高等特点。结果表明,在智能领域使用神经网络是可行的。

    我觉得这篇文献时候放在论文最后一段“未来技术发展展望”这块,实话实说就是用神经网络建了个模,目前于我而言,做的测试系统,参考意义不大。

    再记录一点,在读到这篇文献时,有强烈的吐槽欲望,因为读英文文献还是比较痛苦的。但读的大多是文献,都是中国人写的文献,都写成英文发,而在知网找不到啥有价值的文献,纯属为难英语不好的国内孩子。我甚至这其中有期刊评价因素等居多深层次问题,所以只是简单抱怨一下。

    6.利用热电偶的非线性来执行冷端补偿

    D. A. Lampasi and L. Podesta, "A measurement system exploiting non-linearity of thermocouples for cold junction compensation," Proceedings of the 21st IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference (IEEE Cat. No.04CH37510), 2004, pp. 2170-2175 Vol.3, doi: 10.1109/IMTC.2004.1351520.

    介绍了一种创新技术,该技术利用热电偶的非线性来执行冷端补偿。温度是通过比较两种不同类型热电偶的电压得出的。这样,测量既不需要其他类型的传感器,也不需要冰浴。文章对新的补偿计算方法进行了完整的理论分析,并验证了一些数值方法。

    简而言之,就是多加一热电偶,然后用俩热电偶,通过一些算法(有一些复杂),实现冷端补偿

    作者还解释说他们实验室冷端温度传感器数量没热电偶多 ,但我寻思着 我买的精度最高的±0.2℃温度传感器也不到热电偶价格十分之一,emm只能说买的太贵了,确实廉价金属热电偶挺便宜的。而且俩热电偶非线性度求补偿温度 ,要求解高阶多项式方程组,这在单片机中实现是很耗时间的。

    作者是matlab里面解的高阶次方程组, 然后测试的时候热电偶信号经过调理电路,到采集卡,传到labview虚拟仪器,再跑matlab求解的   目前的系统不考虑这个,同上篇文献适合放在论文最后一段“未来技术发展展望”

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  • 实验结果表明,该信号调理电路能够将传感器输出的mV级别信号准确放大到0~5 V,并能够很好的过滤噪声,最终得到平稳的电压信号。同时,电路板尺寸为45 mm*20 mm,适用于微小型封装的传感器结构。
  • 信号调理电路的任务和工作条件是:1)带宽和增益,对20 kHz、毫伏级的信号放大约1 000倍,且动态范围较大;2)供电电源,车载电池供电,使用单电源放大电路,电池额定电压为7.2 V;3)信号转换,对放大后的信号进行...
  • 这里提出一种新型红外光幕靶led/' target='_blank'>光电探测系统与信号调理电路设计,采用红外发光二极管作为发光光源,通过光电二极管阵列进行接收信号,将该信号处理后再接到测试仪器上,从而得到弹丸过靶速度。
  • AD模块电压采集电路

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    AD模块电压采集电路 模拟电压转换电路,    24V电压采集:  公式:Vout = Vin/(100+10)*10/(2+100)*100    12V电压采集:  公式:Vout = Vin/(10+2)*2/(2+100)*100    5V电压采集:  公式...

    AD模块电压采集电路

    模拟电压转换电路,

     

      24V电压采集:

      公式:Vout = Vin/(100+10)*10/(2+100)*100

      

      12V电压采集:

      公式:Vout = Vin/(10+2)*2/(2+100)*100

     

      5V电压采集:

      公式:Vout = Vin/(1+1)*1/(2+100)*100

     

      3.3V电压采集:

      公式:Vout = Vin/(1+4.7)*4.7/(2+100)*100

     

      单片机端统一接3.3V的参考电压,采用12位的AD转换器,故Vout = (AD采样值/4096)*3.3

     

    展开全文
  • MAX15500/MAX15501模拟输出调理器提供与控制电压信号成正比的可编程电流(最大±24mA)或电压(最大±12V)输出。控制电压通常来自外部DAC,DAC的输出电压范围为0至4.096V (对于MAX15500)和0至2.5V (对于MAX15501)。输出...
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  • 设计了静止无功发生器(SVG)装置的信号调理电路。该电路对互感器采集的电压和...利用Multisim10.0对SVG信号调理电路进行仿真,结果表明:调理电路达到输出电压0~3.6V范围的预期指标,能够用于SVG装置现场的信号采集。

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电压调理电路